controle escalar de um motor ca com estimador de velocidade

RODRIGO BERNARDES BONACIN
CONTROLE ESCALAR DE UM MOTOR CA COM
ESTIMADOR DE VELOCIDADE
LONDRINA–PR
2014
RODRIGO BERNARDES BONACIN
CONTROLE ESCALAR DE UM MOTOR CA COM
ESTIMADOR DE VELOCIDADE
Trabalho de Conclusão de Curso apresentado
ao curso de Bacharelado em Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina
como parte dos requisitos para obtenção do
título de Bacharel em Engenharia Elétrica.
Orientador: Prof. Dr. Newton da Silva
LONDRINA–PR
2014
Rodrigo Bernardes Bonacin
Controle Escalar de um Motor CA com estimador de velocidade / Rodrigo
Bernardes Bonacin. – Londrina–PR, 201496 p. : il. (algumas color.) ; 30 cm.
Orientador: Prof. Dr. Newton da Silva
– Universidade Estadual de Londrina, 2014.
CDU 02:141:005.7
RODRIGO BERNARDES BONACIN
CONTROLE ESCALAR DE UM MOTOR CA COM
ESTIMADOR DE VELOCIDADE
Trabalho de Conclusão de Curso apresentado
ao curso de Bacharelado em Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina
como parte dos requisitos para obtenção do
título de Bacharel em Engenharia Elétrica.
BANCA EXAMINADORA
Prof. Dr. Newton da Silva
Universidade Estadual de Londrina
Orientador
Prof. Dr. Ruberlei Gaino
Universidade Estadual de Londrina
Prof. Dr. Márcio Roberto Covacic
Universidade Estadual de Londrina
Londrina–PR, 6 de novembro de 2014
LONDRINA–PR
2014
À minha família que, com muito carinho e apoio,
não mediu esforços para que eu chegasse até esta etapa de minha vida.
AGRADECIMENTOS
Agradeço aos meus pais, pelo amor, incentivo e apoio incondicional.
Agradeço a meus irmãos, tias, tios, avós e minha namorada que nos momentos de
minha ausência dedicados ao estudo superior, sempre fizeram entender que o futuro é feito
a partir da constante dedicação no presente.
Agradeço ao meu orientador Professor Doutor Newton da Silva pela amizade
desenvolvida, pela oportunidade concedida, confiança e apoio na elaboração deste trabalho
em todas as suas etapas.
Meus agradecimentos em especial aos amigos Reginaldo Forti, Paulo Henrique
Orlandini, Jean C.F. dos Santos, Willian Bispo, André Navarro, Vitor S. Lovo, Gabriel
Chapecó e Leonardo Mendes, companheiros de trabalhos e irmãos na amizade que fizeram
parte da minha formação e que vão continuar presentes em minha vida.
Agradeço aos professores pelo ensinamentos, os quais me proporcionaram chegar
até aqui.
Aos técnicos e os demais profissionais da Universidade Estadual de Londrina que
proporcionaram o ambiente para minha formação.
Agradeço a todos que direta ou indiretamente fizeram parte da minha formação, o
meu muito obrigado.
BONACIN, R. B.. Controle Escalar de um Motor CA com estimador de
velocidade . 96 p. Trabalho de Conclusão de Curso (Graduação). Bacharelado
em Engenharia Elétrica – Universidade Estadual de Londrina, 2014.
RESUMO
A proposta do trabalho é a implementação de um controle escalar em um motor CA. Esta
técnica é conhecida como controle V/F. A velocidade do motor é constante a partir do
sinal que representa a sua velocidade, que serve de realimentação para geração de um
sinal variável em frequência e amplitude que será sintetizado por um inversor trifásico. A
estrutura física para implementação desse sistema é composta por um inversor trifásico
comandado pelo processador de sinais digitais TMS320F28335 da Texas Instruments,
que estima a velocidade do motor através da aquisição dos sinais de corrente. Toda a
parte de controle é implementada através do programa do controlador em um ambiente
visual de alto nível que gera o código necessário ao processador. Para aprofundamento
dos conceitos e melhor entendimento de cada parte do projeto, foi feita uma revisão de
literatura sobre os conversores CC/CA trifásicos, os métodos de controle de velocidade, a
modelagem dos motores de indução trifásicos, sobre a técnica de modulação por largura de
pulso e programação em alto nível. Ao final deste trabalho, é possível verificar e comparar
os resultados experimentais obtidos na simulação e nos testes realizados num motor de
indução trifásico de 13 cv disponível em bancada, demonstrando a validade e as vantagens
de sua aplicação.
Palavras-chave: Controle escalar. Inversor trifásico. DSC TMS320F28335.
BONACIN, R. B.. Scalar Control of an AC motor with speed estimator. 96 p. Final Project (Undergraduation). Bachelor of Science in Electrical
Engineering – State University of Londrina, 2014.
ABSTRACT
The proposed work is the implementation of a scalar control for an AC motor. This
technique is called V/F control. The motor speed is constant from the signal representing the
speed, which serves for generating the feedback signal by a variable frequency and amplitude
that is synthesized by a three-phase inverter. The physical structure for implementation of
this system is composed of a three-phase inverter controlled by a digital signal processor
from Texas Instruments TMS320F28335, that estimates the motor speed by acquiring
current signals. Everywhere, control is implemented through the controller in a high-level
visual environment that generates the necessary code to the processor program. To deepen
the concepts and better understand each part of the project, a literature review was made
on the DC/AC three phase converters, methods of speed control modeling of induction
motors, the technique of width modulation pulse and high-level programming. At the end
of this work, you can check and compare the experimental results obtained in simulation
and in tests on a three phase induction motor 13 hp available in countertop, demonstrating
the validity and advantages of their application.
Keywords: Scalar control. Three-phase inverter. DSC TMS320F28335.
LISTA DE ILUSTRAÇÕES
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
1
2
3
4
–
–
–
–
Curva Conjugado x Rotação (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . .
Campo Girante (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Campo Girante em máquina de 4 polos (POMÍLIO, 2014). . . . . . . .
Modelos de Circuitos para Motor de Indução (POMÍLIO, 2014) a)Circuito
do rotor, b)Com rotor e estator separados, c)Com rotor refletido ao
lado do estator. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5 – Modelo simplificado, por fase, do motor de indução (POMÍLIO, 2014).
6 – Característica torque-velocidade de máquina de indução (POMÍLIO,
2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
7 – Máquina de rotor enrolado (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . .
8 – Característica torque versus velocidade para diferentes valores de resistência de rotor (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
9 – Curva torque versus velocidade (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . .
10 – Controle da tensão do estator por inversor (a) e controlador CA (b)
(POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
11 – Característica torque versus velocidade com controle de frequência
(POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
12 – Característica torque versus velocidade com controle de tensão/frequência
(POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
13 – Característica torque versus velocidade com acionamento por controle
de corrente (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
14 – Chaves semicondutoras para inversores de tensão e de corrente (POMÍLIO, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
15 – Controle IFOC para velocidade. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
16 – Blocodiagrama do inversor de frequência (DINIZ, 2014). . . . . . . . .
17 – Inversor genérico (OLIVEIRA, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
18 – Característica de tensão de alimentação no retificador (a) Monofásico
(b) Trifásico (DINIZ, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
19 – Retificador (a) Tensão de entrada (b) Retificador não controlado e (c)
Tensão de saída (DINIZ, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
20 – Circuito Intermediário - Fonte de corrente (a)Tensão de entrada (b)
Reator do circuito intermediário e (c) Corrente de saída com nível CC
ajustável (DINIZ, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
21 – Circuito Intermediário - Fonte de tensão (a)Tensão de entrada (b)
Capacitor do circuito intermediário e (c) Tensão de saída (DINIZ, 2014).
22 – Modulação PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
24
27
28
28
30
31
35
35
36
36
37
38
39
40
43
44
44
45
45
46
47
48
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
33
34
35
Figura 36
Figura 37
Figura 38
Figura 39
Figura 40
Figura 41
Figura 42
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
43
44
45
46
47
48
49
50
51
52
53
54
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
Modulação PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Diagrama de blocos do protótipo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Imagem da bancada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Inversor trifásico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Modelo elétrico do retificador monofásico. . . . . . . . . . . . . . . . .
Kit DSC TMS320F28335. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Exemplo do ambiente de simulação do Matlab / Simulink. . . . . . . .
Diagrama de blocos do controle em malha aberta. . . . . . . . . . . . .
Sinais de frequência e amplitude convertidos de analógico para digital .
Rampa gerada pelo sinal de frequência. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Bloco do seno e cosseno sintetizados pela rampa. . . . . . . . . . . . .
Bloco da Transformada Inversa de Clarke. . . . . . . . . . . . . . . . .
Bloco do estimador do ângulo de posição do rotor (TEXAS INSTRUMENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Controle de Campo Orientado de PMSM (TEXAS INSTRUMENTS,
2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Controle de Campo Orientado Sensorless de PMSM (TEXAS INSTRUMENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Estimador de posição baseado no fluxo do rotor do Sliding Mode (TEXAS INSTRUMENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Coordenadas e vetores de tensão e de corrente de PMSM (TEXAS
INSTRUMENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Circuito do estimador do ângulo de posição do rotor. . . . . . . . . . .
– Bloco do estimador de velocidade a partir do ângulo estimado do rotor
(TEXAS INSTRUMENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– As formas de onda da posição do rotor em ambos os sentidos. (TEXAS
INSTRUMENTS, 2014). . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Circuito do estimador de velocidade. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Sinal da tensão alternada da rede. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Sinal da Tensão de entrada retificada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Retificador Monofásico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Módulo IGBT. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Inversor utilizado no protótipo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Tensão de Linha entre as fases A e B. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Tensão da Fase B. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Sinal de corrente de linha da fase A e B. . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Motor utilizado em bancada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
– Sinal da tensão da rede retificada com o dobrador de tensão. . . . . . .
– Sinal da tensão de linha entre as fases A e B. . . . . . . . . . . . . . .
48
53
54
55
55
56
57
58
59
59
60
60
62
62
63
63
64
67
67
68
69
72
72
73
73
74
74
75
75
76
77
77
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
Figura
55
56
57
58
59
60
61
62
63
64
65
66
67
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
–
Sinal da tensão da fase B. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Sinal da corrente de linha das fases A e B. . . . . . . . . . . . . . . .
Protótipo com o neutro do motor com a referência do inversor. . . . .
Sinal da tensão de linha entre as fases A e B. . . . . . . . . . . . . .
Sinal da tensão da fase B. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Controle em malha aberta com estimador. . . . . . . . . . . . . . . .
Placa de condicionamento de sinais de corrente. . . . . . . . . . . . .
DSC TMS320F28335. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Bloco da transformada de Clarke. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Ângulo de posição do rotor estimado simulado no PSIM. . . . . . . .
Ângulo de posição do rotor estimado simulado no Matlab / Simulink.
Ângulo de posição do rotor estimado. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Sinal do bloco que estima a velocidade a partir do ângulo de posição do
rotor simulado no Matlab / Simulink. . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Figura 68 – Sinal do bloco que estima a velocidade a partir do ângulo de posição do
rotor simulado no PSIM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
78
78
79
79
80
81
81
82
82
83
83
84
. 84
. 85
LISTA DE ABREVIATURAS E SIGLAS
A/D
Analógico/Digital
BEMF
Força Eletromotriz
CA
Corrente Alternada
CC
Corrente Contínua
CC/CA
Corrente contínua/Corrente alternada
CI
Circuito integrado
CPU
Unidade de Processamento Central
CV
Cavalo Vapor
D
Razão Cíclica
D/A
Digital/Analógico
DFOC
Controle Orientado de Campo Direto
DSP
Processador de Sinais Digitais
DSC
Controlador de Sinais Digitais
DTC
Controle de Torque Direto
GTO
Tiristores com a Porta Desligada
IFOC
Controle Orientado de Campo Direto
IGBT
Transistor Bipolar de Porta Isolada
PMSM
Motor Sincrono Magnético-Permanente
PWM
Modulação por Largura de Pulso
rpm
Rotações por Minuto
V/F
Tensão/Frequência
LISTA DE SÍMBOLOS
𝑒˜𝑠
𝐸𝑓
Vetores BEMF (alfa/beta)
Tensão de alimentação
𝑓0
Frequência de corte do filtro
𝑓1
Frequência fundamental da tensão estatórica
𝑓
Frequência da rede
𝑓𝑏
Frequência base
𝑓𝑐
Frequência de corte
𝑓𝑒
Frequência da corrente no estator
𝑓𝑓
Frequência fundamental da tensão de alimentação
𝑓𝑟
Frequência da corrente no rotor
I
Corrente rotórica
𝐼2
Matrix identidade 2x2
𝐼𝑛
Corrente nominal
𝐼𝑟′
Corrente do rotor
𝑖𝑠
Corrente real do motor
𝑖˜𝑠
Corrente estimada alfa/beta
𝐾11
Constante (depende do material e do projeto da máquina)
k
Parâmetro do ganho de controle do escorregamento
K
Constante de torque de número de pólos, enrolamentos, unidades empregadas, etc
L
Indutância do estator
𝐿𝑚
Indutância de magnetização
n
Velocidade de rotação mecânica
N
Velocidade síncrona
p
Número de pares de pólos
𝑃𝑐
Perdas no material ferromagnético
𝑃𝑔
Potência no entreferro
𝑃𝑖
Potência de entrada
𝑃𝑛
Potência nominal
𝑃𝑜
Potência de saída
𝑃𝑠
Perdas no cobre
R
Resistência de fase do estator
𝑅𝑚
Resistência relacionada às perdas no ferro
𝑅𝑟
Resistência do enrolamento
𝑅𝑠
Resistência do enrolamento do estator
s
Escorregamento
S
Escorregamento percentual
𝑠𝑚𝑎𝑥
Escorregamento máximo
T
Período de amostragem
𝑇𝑑
Torque desenvolvido
𝑇𝑜
Torque
𝑇𝑜𝑛
Intervalo de tempo que a função é não nula
𝑇𝑠
Período da função
𝑇𝑚𝑚
Torque de carga
𝑇𝑚𝑎𝑥
Torque máximo
𝑉1
Tensão estatórica
𝑉𝑛
Tensão nominal
𝑉𝑝
Valor de tensão pico
𝑉𝑐𝑐
Tensão retificada CC
𝑉𝑒𝑓
Valor eficaz da tensão de entrada
𝑉𝑓 𝑛
Tensão de fase
𝑉𝑟𝑚𝑠
Valor da tensão de linha
𝑋𝑚
Reatância de magnetização
𝑋𝑟
Indutância de dispersão
𝑋𝑠
Reatância de dispersão
𝑋𝑟𝑏
Reatância a rotor bloqueado
z
Gerador de controle impulsionado por erro entre a corrente estimada
do motor e a corrente real.
𝛼
Componente alfa
𝛽
Componente beta
𝜂
Rendimento
𝜃˜𝑒
Ângulo do rotor estimado
𝜏𝑐
Constante de tempo do filtro passa baixa
𝜐𝑠*
Tensão do estator do eixo das componentes alfa e beta (Valpha/Vbeta)
cos 𝜃𝑠
Ângulo entre tensão e corrente
𝜑𝑚
Fluxo de magnetização
cos 𝜑
Fator de potência
𝜔
Frequência angular
𝜔𝑒
Posição do rotor
𝜔^𝑒
Velocidade do rotor
SUMÁRIO
1
1.1
1.2
1.3
1.4
1.5
INTRODUÇÃO GERAL
Introdução . . . . . . . . .
Problema . . . . . . . . . .
Justificativa . . . . . . . .
Objetivo Geral . . . . . . .
Estrutura do Trabalho . .
.
.
.
.
.
.
18
18
19
20
20
20
2
2.1
2.2
2.3
2.4
2.5
2.5.1
2.5.2
2.5.3
2.6
2.6.1
2.6.2
2.6.3
2.6.4
2.6.5
2.7
2.7.1
2.7.2
2.8
2.8.1
2.8.2
FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA . . . . . . . . . . . . . . . . .
Motores de Indução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Vantagens do Motor de Indução . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Aplicações dos Motores de Indução Trifásicos . . . . . . . . . .
Máquina de Indução Trifásica . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Tipos de Acionamento das Máquinas de Indução . . . . . . . .
Chave Estrela - Triângulo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Partida Eletrônica (Soft-Starter) . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Partida usando o Inversor de Frequência . . . . . . . . . . . . .
Métodos de Controle de Velocidade de um Motor de Indução
Controle pela Resistência do Rotor . . . . . . . . . . . . . . . . .
Controlador da Tensão do Estator . . . . . . . . . . . . . . . . .
Controle pela Variação da Frequência do Estator . . . . . . . .
Controle da Tensão e da Frequência . . . . . . . . . . . . . . . .
Controle da Corrente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Controle do Modelo Dinâmico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Algumas Formas de Controle Vetorial . . . . . . . . . . . . . .
Controle Vetorial de Campo Orientado Indireto . . . . . . . . .
Inversores de Frequência . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Retificador de Entrada e Link CC . . . . . . . . . . . . . . . . .
Circuito Intermediário . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Inversores fonte de corrente (I-converters) . . . . . . . . . . . . . . . .
Inversores fonte de tensão (U-converters) . . . . . . . . . . . . . . . .
Técnicas de Modulação . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Modulação PWM . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Geração do PWM Senoidal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
DSP - Processador Digital de Sinais . . . . . . . . . . . . . . . .
Principais Características do DSP . . . . . . . . . . . . . . . . .
22
22
25
26
26
32
32
32
33
34
35
35
37
38
39
40
42
43
43
44
46
2.8.2.1
2.8.2.2
2.9
2.9.1
2.9.2
2.10
2.10.1
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
. . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
46
46
47
47
48
49
49
2.10.2
2.10.3
2.11
2.12
Apresentação do TMS320F28335 . . . . .
Compilador para o TMS320F28335 . . .
Driver . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Conclusão do Capítulo . . . . . . . . . . . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
3
3.1
3.2
3.2.1
DESENVOLVIMENTO PRÁTICO . . . . . .
Introdução . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Diagrama de blocos do Protótipo . . . . . . . .
Princípio de Funcionamento do Protótipo . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
50
. . 51
. . 51
. . 51
. . . . . . . . .
. . . . . . . . .
. . . . . . . . .
. . . . . . . . .
Inversor trifásico para alimentação do motor trifásico . . . . . . . . .
Comando para acionamento das chaves . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Programação do processador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Controle em Malha Aberta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Relação V/F . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Controle em Malha Aberta com o Estimador de Velocidade . .
Estimar o Ângulo de Posição do Rotor . . . . . . . . . . . . . .
Estimar a Velocidade a Partir do Ângulo de Posição do Rotor
Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
53
53
53
54
71
71
71
76
4.2
4.3
RESULTADOS E DISCUSSÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Funcionamento do Protótipo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Protótipo com o Retificador Monofásico . . . . . . . . . . . . .
Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão . . . . . . .
Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão com o Neutro Ligado ao Neutro do Motor . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Controle do Protótipo com o Estimador . . . . . . . . . . . . . .
Conclusão . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5
CONCLUSÃO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
87
6
REFERÊNCIAS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
88
APÊNDICES
92
APÊNDICE A – SCRIPT DO ESTIMADOR DE POSIÇÃO
DO ROTOR . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
93
3.2.1.1
3.2.1.2
3.2.1.3
3.3
3.3.1
3.4
3.4.1
3.4.2
3.5
4
4.1
4.1.1
4.1.2
4.1.3
54
56
57
58
61
61
62
67
70
78
80
86
APÊNDICE B – SCRIPT DO ESTIMADOR DE VELOCIDADE A PARTIR DA POSIÇÃO DO ROTOR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
94
ANEXOS
95
ANEXO A – PRIMEIRA PÁGINA DO DATASHEET DO
IRAMS10UP60A . . . . . . . . . . . . . . . . . .
96
18
1 INTRODUÇÃO GERAL
1.1
Introdução
Máquinas de corrente alternada, em especial a máquina de indução, possuem como
caracteríticas serem construtivamente simples e robustas, quando comparadas com as
máquinas de corrente contínua (POMÍLIO, 2014), além de que apresentam menor massa,
para um mesmo valor de potência, o que gera um custo menor para sua aquisição e
manutenção. Quando é realizado um acionamento controlado, os conversores e sistemas de
controle necessários são mais complexos do que aqueles utilizados em máquinas de corrente
contínua, portanto, é necessário uma plataforma de alimentação da máquina para ser
controlada. O controle de sua velocidade necessita da variação de parâmetros dos sinais de
alimentação da máquina como a frequência e a amplitude. A alimentação e o controle de
uma máquina de corrente alternada mais usual é feito pelo uso de um conversor corrente
contínua/ corrente alternada. Resumidamente, este conversor nada mais é que um inversor
trifásico comandado por sinais de controle gerados por um processador. As estratégias de
controle comumente utilizadas nos conversores são:
∙ Controle Escalar: baseia-se no conceito original do conversor de frequência:
impõe no motor uma determinada tensão/frequência, visando manter a relação
V/F constante. O controle é realizado em malha aberta e a precisão da velocidade
é função do escorregamento do motor, que varia em função da carga, já que a
frequência no estator é imposta. O controle escalar é o mais utilizado, devido
à sua simplicidade e ao fato de que na maioria das aplicações não requer alta
exatidão e/ou rapidez no controle de velocidade (WEG, 2006).
∙ Controle Vetorial: possibilita atingir um elevado grau de exatidão e rapidez
no controle do torque e da velocidade do motor. O controle decompõe a corrente
do motor em dois vetores: um que produz o fluxo magnetizante e outro que
produzem torque, regulando separadamente o torque e o fluxo (WEG, 2006).
O controle escalar apresenta uma estrutura mais simples, cujas principais características consistem no seu baixo custo de implementação e no erro de regime permanente
reduzido (KRAUSE, 2013). A metodologia de controle Proporcional-Integrador (PI) é usualmente empregada na estratégia de controle escalar V/F de motores de indução trifásicos
(Krishnan, 2001; Trzynadlowski, 2001). Entretanto, além do projeto de um controlador
convencional solicitar o modelo matemático da planta do sistema, a dificuldade de se
identificar os parâmetros precisos de um comportamento complexo, não-linear e variante
Capítulo 1. Introdução Geral
19
no tempo, as quais são inerentes a uma planta real, pode tornar o processo de ajuste fino
dos parâmetros dos controladores muito dispendioso (Dazhi et alii, 2004; Callai et alii,
2007).
As principais diferenças entre os dois tipos de controle são que o controle escalar só
considera as amplitudes das grandezas elétricas instantâneas (fluxos, correntes e tensões),
referindo-as ao estator, e seu equacionamento baseia-se no circuito equivalente do motor, ou
seja, são equações de regime permanente. Já o controle vetorial admite a representação das
grandezas elétricas instantâneas por vetores, baseando-se nas equações espaciais dinâmicas
da máquina, com as grandezas referidas ao fluxo enlaçado pelo rotor, ou seja, o motor
de indução é visto pelo controle vetorial como um motor de corrente contínua, havendo
regulação independente para torque e fluxo (WEG, 2006).
O trabalho foi desenvolvido no Laboratório de Controle Avançado, Robótica e
Engenharia Biomédica. Como suporte foram utilizados materias e componentes eletrônicos
adquiridos pela Fundação Araucária.
1.2
Problema
O controle escalar é a técnica de controle que utiliza a variação da tensão e frequência
dentro de uma relação fixa com o objetivo de manter constante o fluxo magnético do
entreferro. Este controle pode ser feito em malha aberta ou em malha fechada. Em malha
aberta, o escorregamento é desprezado e o controle é feito através de uma velocidade de
referência, e a partir desta são feitas aplicações de valores de tensão e frequência. No controle
escalar, não é necessário conhecer os parâmetros do motor, pois a modelagem matemática
não é usada, não sendo possível assim efetuar um controle de torque adequado. Contudo,
em malha fechada, consegue-se aperfeiçoar o desempenho, pois sistemas com realimentação
apresentam uma melhor capacidade em seguir a entrada, são menos compassivas a variações
dos parâmetros, são reduzidos os efeitos de distorções além de outras vantagens. Porém,
para fechar a malha, usualmente é necessário o auxílio de dispositivos eletromecânicos de
forma a realizar a leitura do posicionamento e velocidade do eixo do motor. Usualmente,
esses equipamentos possuem um custo elevado e são aplicados onde se demanda um melhor
desempenho, ou valor agregado, para justificar o seu uso. Portanto, neste trabalho, será
desenvolvido um código de programa para estimar a velocidade do motor trifásico de
indução, a fim de reduzirem os custos para fechamento de malha e possibilitar um melhor
desempenho do sistema.
Capítulo 1. Introdução Geral
1.3
20
Justificativa
Devido aos processos em que o controle de velocidade dos motores está envolvido,
aliado a viabilidade econômica e confiabilidade, surgiu como necessidade a implementação
de dispositivos que venham a controlar a velocidade dos motores de indução. O uso de
dispositivos eletromecânicos que conta ou reproduz pulsos elétricos a partir do movimento
rotacional de seu eixo, os encoders, são utilizados para controlar a velocidade dos motores
de indução. Porém, para este trabalho, foi desenvolvido um estimador de velocidade
programado que faz a estimativa da posição do rotor e a partir dessa informação estima
a velocidade do motor. Quando a eficiência, baixo custo e o controle do acionamento
do motor de indução se torna uma preocupação, o estimador programado fornece uma
solução viável e diminui o custo do sistema de acionamento, o que é desejado. O projeto e
a implementação de um inversor trifásico controlado por um controlador digital de sinais
aplicado ao controle escalar de velocidade de um motor de indução trifásico possibilitará
agregar conhecimentos de programação de processadores digitais de sinais.
1.4
Objetivo Geral
Construir um inversor trifásico que utilize controle digital para realizar o controle
de uma máquina CA, a partir do controlador TMS320F28335 da (Texas Instruments,
2014). O inversor de frequência trifásico foi construído, bem como, o hardware de controle
do inversor. Em seguida, foi elaborado o programa para o processador utilizando como
técnica a prototipagem rápida, no ambiente visual de alto nível do Matlab / Simulink.
Finalmente, testes e simulações foram realizados e coletados com o intuito de comprovar
resultados teóricos com práticos.
1.5
Estrutura do Trabalho
O presente trabalho é constituído em cinco capítulos. O primeiro capítulo, de
caráter introdutório, apresenta a proposta do trabalho e nele está contida a introdução
geral, descreverá o problema em questão, a justificativa, o objetivo e a estruturação do
trabalho.
O segundo capítulo é destinado à fundamentação teórica sobre motores de indução
trifásicos, conversores CC-CA trifásico, além de analisar o controle escalar de velocidade e
todas as informações teóricas necessárias ao desenvolvimento do projeto.
O terceiro capítulo apresentará a descrição da parte experimental, além de informações que fornecerão todo o embasamento teórico necessário ao desenvolvimento do
estimador.
Capítulo 1. Introdução Geral
21
O quarto capítulo apresentará as simulações e os resultados práticos obtidos, bem
como comparação destes para os diferentes tipos de controle.
Finalmente, no quinto capítulo serão apresentadas as conclusões finais, baseadas
em todo o trabalho realizado.
22
2 FUNDAMENTAÇÃO TEÓRICA
2.1
Motores de Indução
Neste capítulo serão abordados os principais conceitos sobre motores de indução,
conversores corrente contínua/ corrente alternada trifásicos, além da análise do controle
escalar de velocidade e de todas as informações teóricas necessárias ao desenvolvimento do
projeto.
O motor elétrico é uma máquina que transforma energia elétrica em energia
mecânica. O motor de indução tem sido o motor mais empregado nas instalações indústriais
desde o início da utilização da energia elétrica em corrente alternada, sendo adequado para
quase todos os tipos de máquinas acionadas, devido ao baixo custo, robustez e simplicidade
na sua construção, além da enorme versatilidade de adaptação a diversos tipos de cargas.
Opera usualmente com uma velocidade constante que varia ligeiramente com a carga
mecânica aplicada ao eixo. O seu nome vem do fato de que a corrente no rotor não provém
diretamente de uma fonte de alimentação, mas é induzido nele pelo movimento relativo
dos condutores do rotor e do campo girante produzido pelas correntes no estator. Também
é conhecido como motor assíncrono de corrente alternada, pois a velocidade do rotor
nunca pode atingir a velocidade do campo girante, isto é, a velocidade síncrona. Se esta
velocidade fosse atingida, os condutores do rotor não seriam cortados pelas linhas de força
do campo girante e consequentemente não surgiriam as correntes induzidas e o conjugado
do motor seria nulo (GARCIA, 2014).
O motor de indução trifásico é composto fundamentalmente de duas partes: estator
e rotor. O estator é a parte fixa do motor. Possui enrolamentos alojados nas ranhuras
existentes na periferia interna de um núcleo de ferro laminado. As correntes trifásicas
que circulam pelos enrolamentos do estator vão gerar, em cada fase, campos pulsantes,
defasados de um ângulo igual ao ângulo da defasagem entre as tensões aplicadas, cujos
eixos de simetria são fixos no espaço, mas cuja resultante é um campo que gira num
determinado sentido, denominado campo girante. A outra parte do motor é denominada
rotor. Pode ser construído de duas formas: o rotor curto circuitado conhecido como gaiola
de esquilo, e o rotor bobinado. O núcleo magnético para os dois tipos são compostos de
ferro laminado. O rotor bobinado consta de um núcleo em tambor, provido de ranhuras
nos quais enrolamentos semelhantes aos do estator se encontram alojados, configurando o
mesmo número de pólos. No rotor trifásico os enrolamentos do rotor bobinado geralmente
se encontram ligados em estrela, sendo três anéis coletores acoplados ao eixo ligados às
três extremidades livres dos enrolamentos do rotor, facilitando a inserção de resistores
variáveis série em cada fase (GARCIA, 2014).
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
23
O rotor do tipo gaiola consta de um núcleo em tambor, provido de ranhuras,
nas quais são alojados fios ou barras de cobre curto-circuitados nos extremos por anéis.
Na prática, as barras não isoladas da gaiola de esquilo são inseridas num núcleo de aço
laminado perto da periferia do rotor e são conectadas entre si através de anéis de curto
circuito adequadamente situados nas extremidades do rotor. Esta construção simples faz o
motor de gaiola de esquilo ser o mais robusto e de menor custo entre todos os motores de
indução (GE, 2104).
Portanto, o princípio geral de operação do motor assíncrono consiste no surgimento
de um campo girante devido às correntes do estator e este campo girante induz uma
força eletromotriz nos condutores do rotor. A força eletromotriz no rotor dará origem às
correntes de valor igual ao quociente da força eletromotriz pela respectiva impedância e, a
partir disso, um conjugado é produzido em função da reação criada pelas correntes sobre
o campo girante, forçando o rotor girar no mesmo sentido do campo girante.
O campo girante, embora os eixos de simetria sejam fixos no espaço, nada mais é
do que a resultante dos campos pulsantes gerados por cada fase que apresenta defasagem
de ângulo igual às existentes entre as tensões aplicadas, que gira num determinado sentido.
Considerando-se o estator de um motor de indução trifásico, as três fases situadas nas
ranhuras do estator são ligadas na configuração estrela ou triângulo a uma fonte de
alimentação trifásica. As tensões aplicadas se acham defasadas de 120o graus elétricos, e
nas três fases originam correntes iguais defasadas entre si de 120o elétricos. Estas correntes
determinam um campo de valor constante a partir da combinação dos campos magnéticos
pulsante respectivamente por elas gerado. O campo determinado gira com uma velocidade
constante que depende do número de pólos para os quais o estator foi enrolado e também
da freqüência da fonte (GARCIA, 2014).
A velocidade de rotação do campo, dada em rpm, é a velocidade síncrona, dada
pela Equação 2.1
𝑛=
60.𝑓
𝑝
(2.1)
O sentido de rotação do campo é um dos fatores para determinar o sentido de
rotação do motor, depende de duas condições. Da sequência das tensões e das ligações das
três fases, que poderá ser invertido modificando duas fases quaisquer do estator com a
linha de alimentação.
𝑛=
120.𝑓𝑓
.(1 − 𝑠)
𝑝
(2.2)
Quando o motor estiver girando a "vazio", ou seja, sem nenhuma carga acoplada
ao eixo, o rotor gira com velocidade muito próxima à velocidade síncrona. Porém, se
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
24
acopladas cargas, correntes com maior intensidade são induzidas para desenvolver o
conjugado necessário e o rotor se atrasa em relação ao campo girante.
A frequência da corrente no rotor é dada pelo pelo produto da frequência da corrente
presente no estator pelo valor do escorregamento, pode ser visto na Equação 2.3.
𝑓𝑟 = 𝑠.𝑓𝑒
(2.3)
O escorregamento é a diferença de velocidade entre o fluxo e o rotor e o seu valor
aumenta se houver aumento da carga. O escorregamento é caracterizado pela Equação 2.4.
𝑆=
𝑁 −𝑛
.100
𝑁
(2.4)
Conforme o tipo e tamanho do motor, o escorregamento é dado em porcentagem e
normalmente seus valores giram em torno de 1 % a 5%.
Uma importante característica para qualquer motor de indução é a curva do conjugado
versus rotação e está ilustrada na Figura 1.
Figura 1 – Curva Conjugado x Rotação (POMÍLIO, 2014).
Conjugado nominal é definido como sendo o conjugado necessário para produzir a
potência nominal quando a rotação é nominal. O termo conjugado máximo é o conjugado
máximo que o motor irá desenvolver com tensão e freqüência nominal sem queda brusca
na rotação. Na prática, o valor do conjugado máximo deve ser o mais alto possível, por
duas razões. Primeiro, o motor deve ser capaz de vencer eventuais picos de carga, como
pode acontecer em certas aplicações. Outro motivo é que o motor não deve "arriar", isto é,
perder abruptamente as velocidades, quando ocorrem excessivas quedas de tensão.
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
25
O conjugado de partida, conhecido como rotor bloqueado é o conjugado mínimo
que o motor irá desenvolver em repouso com tensão e freqüência nominal. Já o conjugado
mínimo é definido como o conjugado mínimo que o motor vai desenvolver durante o período
que este irá sair da condição de repouso até adquirir a rotação em que o conjugado máximo
ocorre. Normalmente, este valor não deve ser muito baixo, portanto a curva não deve
apresentar uma depressão acentuada na aceleração, para que a partida não seja muito
demorada, sobreaquecendo o motor, especialmente nos casos de alta inércia ou partida
com tensão reduzida. Para alguns motores que não têm um conjugado máximo definido, o
conjugado mínimo é o menor conjugado desenvolvido até a rotação nominal.
O conjugado do motor de indução varia aproximadamente com o quadrado da
tensão aplicada aos seus terminais. A 90% de tensão de partida, o conjugado de partida será
reduzido a aproximadamente 81% do valor à tensão nominal. Baixa resistividade das barras
do rotor (resistência rotórica) resulta em alta rotação nominal (baixo escorregamento), o
que resulta em alto rendimento e as perdas rotóricas são proporcionais ao escorregamento.
Alta resistência rotórica fornece alto conjugado de partida com baixa corrente de partida,
mas resulta em baixo rendimento nominal (GE, 2014).
Os valores das correntes alternadas para os motores trifásico são determinadas pela
Equação 2.5:
𝐼𝑛 = √
𝑃𝑛
3.𝑉𝑛 . cos 𝜑.𝜂
(2.5)
Na maioria dos motores, o valor da corrente na partida chega a ser de cinco a sete
vezes o valor da corrente nominal a plena carga e não depende da carga acionada, seu valor
reduz com o aumento da velocidade. Após chegar a sua velocidade nominal, fornecendo
uma potência nominal e não tendo nenhuma ocorrência de sobrecarga, a corrente atinge
seu valor máximo, que é o nominal.
2.2
Vantagens do Motor de Indução
As máquinas de corrente alternada, em especial a máquina de indução, são construtivamente mais simples e robustas comparadas com as máquinas de corrente contínua,
sendo assim uma melhor alternativa para acionamentos controlados, pois possui certas vantagens sobre o motor de corrente contínua, isto porque na sua estrutura não Hà comutador.
Apresenta menor massa, aproximadamente de 20 a 40 % a menos, para potências iguais,
o que leva a um custo de aquisição menor e manutenção mais fácil quando comparadas
com as máquinas de corrente contínua equivalentes. Outra vantagem é que o consumo de
energia do motor de indução trifásico nos processos de aceleração e frenagem é menor. Com
estes motores, é possível obter maiores velocidades, o que resulta em potências maiores.
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
26
Talvez uma de suas desvantagens que o motor de indução possui em relação ao motor de
corrente contínua é a dependência entre o fluxo e a tensão no estator, o que não ocorre
nos motores de corrente contínua que possuem excitação independente. Este fator é um
limitante pra reduzir a faixa de variação de velocidade do motor, quando controlado por
variação da tensão do estator.
No acionamento controlado, os sistemas de controle necessários se tornam mais
sofisticados do que aqueles utilizados para as máquinas de corrente contínua. Portanto é
necessário analisar o custo geral e não apenas o custo em relação ao motor. Porém, os custos
para esses controles têm diminuído com o passar do tempo, devido ao surgimento de novas
técnicas, como o controle vetorial, que permite um desempenho dinâmico considerável no
sistema e devido à evolução dos sistemas eletrônicos que permitem o controle do motor
por variação da tensão e frequência do estator simultaneamente, enquanto o custo da
produção das máquinas não teve uma variação significativa. Assim, as vantagens anteriores
das máquinas de corrente contínua podem ser consideradas bem menores, quase nulas, e,
portanto analisando o sistema no geral, a máquina em conjunto com o seu acionamento, o
custo total tende a ser mais vantajoso para o motor de indução.
2.3
Aplicações dos Motores de Indução Trifásicos
Os motores de indução do tipo gaiola são utilizados nos mais diversos segmentos
da indústria, para acionamento de máquinas ou equipamentos que requeiram torque
variável ou constante, tais como ventiladores, bombas, trituradores, correias transportadoras, compressores, laminadores, misturadores e outros. Os motores com rotor bobinado
são normalmente aplicados em cargas que possuem elevada inércia ou altos conjugados
resistentes na partida. Também são utilizados quando há limitações de corrente de partida
no sistema de alimentação. São utilizados para acionamento de cargas como: moinhos de
bolas, moinhos de cimento, ventiladores, exaustores, laminadores e picadores, aplicados na
indústria de cimento, mineração, siderurgia, entre outras (WEG, 2014).
2.4
Máquina de Indução Trifásica
Uma máquina de indução trifásica possui enrolamentos de estator nos quais é
aplicada a tensão alternada de alimentação. O rotor pode ser composto por uma gaiola
curto-circuitada ou por enrolamentos que permitam circulação de corrente. De qualquer
forma, por efeito transformador, o campo magnético produzido pelos enrolamentos do
estator induz correntes no rotor, de modo que, da interação de ambos os campos magnéticos,
será produzido o torque que levará a máquina à rotação (POMÍLIO, 2014).
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
27
A característica trifásica da alimentação do estator e a distribuição espacial dos
enrolamentos é considerar que o campo produzido pelo estator é girante. As correntes
induzidas no rotor irão produzir um campo que terá como característica acompanhar o
campo girante do estator.
No eixo da máquina, o torque produzido é ocasionado pelo fato da velocidade do
rotor ser diferente da velocidade do campo girante. Se o rotor girar na mesma velocidade
do campo girante, não vai existir variação de fluxo pelos enrolamentos do rotor e sendo
assim não haverá corrente induzida.
A Figura 2 mostra o campo girante do estator.
Figura 2 – Campo Girante (POMÍLIO, 2014).
A corrente induzida no rotor possui uma frequência que é a diferença das frequências
angulares existentes entre o rotor e o campo girante. Portanto, na partida com a máquina
parada, as correntes serão de 60 Hz. À medida que a máquina ganha velocidade, a frequência
vai caindo até atingir a velocidade de regime tipicamente a poucos Hertz (POMÍLIO,
2014).
A velocidade angular do campo girante depende do número de polos e da frequência
de alimentação da máquina. O número de polos está em função do número de enrolamentos
simetricamente deslocados no estator alimentados pela mesma tensão de fase. Portanto, se
três enrolamentos estiverem dispostos num arco de 180o , sendo cada um para cada fase, e
os outros três ocuparem o outro semi-perímetro do estator está máquina possuirá 4 polos.
O campo girante conta com pólos magnéticos intercalados e simetricamente distribuídos. A Figura 3 ilustra tal situação. O campo resultante observado no entreferro
da máquina apresenta os polos resultantes deslocados espacialmente de 90o um do outro
devido à simetria circular das máquinas. A resultante no centro do arranjo é nula, porém
o que importa é o fluxo presente no entreferro. Uma rotação de 180o no eixo corresponde
a um ciclo completo das tensões de alimentação, ou seja 360 graus elétricos (POMÍLIO,
2014).
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
28
Figura 3 – Campo Girante em máquina de 4 polos (POMÍLIO, 2014).
A velocidade síncrona é dada pela Equação 2.6.
𝑁=
120.𝜔
𝑝
(2.6)
O modelo de um motor de indução por fase pode ser observado na Figura 4.
Figura 4 – Modelos de Circuitos para Motor de Indução (POMÍLIO, 2014) a)Circuito
do rotor, b)Com rotor e estator separados, c)Com rotor refletido ao lado do
estator.
A corrente do rotor é dada pela Equação 2.7.
𝐼𝑟′ =
𝑅𝑟′
𝑠
𝐸𝑟
+ 𝑗.𝑋𝑟′
(2.7)
O modelo do rotor pode, então, ser modificado, a fim de que o escorregamento
afete apenas a resistência do rotor, como se vê na Figura 4b , onde se inclui também um
circuito equivalente para o estator (POMÍLIO, 2014).
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
29
Refletindo o lado do rotor para o do estator, obtém-se o circuito equivalente
demonstrado na Figura 4c. As perdas no cobre podem ser estimadas pela Equação 2.8 e
Equação 2.9:
𝑃𝑠 = 3.𝐼𝑠2 .𝑅𝑠
(2.8)
𝑃𝑟 = 3.𝐼𝑟2 .𝑅𝑟
(2.9)
São estimadas pela Equação 2.10 as perdas no material ferromagnético.
𝑃𝑐 =
3.𝑉𝑚2
3.𝑉𝑠2
≈
𝑅𝑚
𝑅𝑚
(2.10)
A potência no entreferro da máquina, que é transferida para o rotor, pode ser
observada pela Equação 2.11.
𝑃𝑔 = 3.𝐼𝑟2 .
𝑅𝑟
𝑠
(2.11)
A potência responsável pela produção do torque eletromagnético é dada pela
Equação 2.12.
𝑃𝑑 = 𝑃𝑔 − 𝑃𝑟 = 𝑃𝑔 .(1 − 𝑠)
(2.12)
O torque é visto na Equação 2.13
𝑇𝑑 =
𝑃𝑑
𝑃𝑔
=
𝜔𝑚
𝜔𝑠
(2.13)
Na Equação 2.15 é possível observar a potência de entrada.
𝑃𝑖 = 𝑃𝑐 + 𝑃𝑠 + 𝑃𝑔 = 3.𝑉𝑠 .𝐼𝑠 . cos 𝜃𝑠
(2.14)
A potência desenvolvida menos as perdas mecânicas 𝑃𝑥 (atrito e ventilação) constitui
a potência de saída:
𝑃𝑜 = 𝑃𝑑 − 𝑃𝑥
(2.15)
A eficiência é dada pela Equação 2.16:
𝜂=
𝑃𝑜
𝑃𝑑 − 𝑃𝑥
=
𝑃𝑖
𝑃𝑐 + 𝑃 𝑠 + 𝑃𝑔
(2.16)
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
30
Sendo 𝑃𝑔 ≫ (𝑃𝑐 + 𝑃𝑠 ) e 𝑃𝑑 ≫ 𝑃𝑥 , a eficiência é, aproximadamente:
𝜂 ≈1−𝑠
(2.17)
Normalmente 𝑅𝑚 possui um valor muito grande e 𝑋𝑚 ≫ (𝑅𝑠 + 𝑋𝑠 ) , o ramo
relativo à magnetização pode ser representado apenas pela reatância sendo representada
na entrada do circuito, como mostrado na Figura 5.
Figura 5 – Modelo simplificado, por fase, do motor de indução (POMÍLIO, 2014).
A impedância de entrada do motor considerando o modelo simplificado, pode ser
observada pela Equação 2.18.
𝑍𝑖 =
−𝑋𝑚 .(𝑋𝑠 + 𝑋𝑟 ) + 𝑗.𝑋𝑚 .(𝑅𝑠 + 𝑅𝑠𝑟 ))
𝑅𝑠 + 𝑅𝑠𝑟 + 𝑗.(𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟 )
(2.18)
A defasagem entre tensão e corrente na entrada é mostrada na Equação 2.19.
𝜃𝑚 = 𝜋 − arctan(
𝑅𝑠 + 𝑅𝑠𝑟
𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋 𝑟
) + arctan(
)
𝑋𝑠 + 𝑋 𝑟
𝑅𝑠 + 𝑅𝑠𝑟
(2.19)
Da Figura 5 a corrente do rotor é:
𝐼𝑟 =
[(𝑅𝑠 +
𝑅𝑠 2
)
𝑠
𝑉𝑠
+ (𝑋𝑠 + 𝑋𝑟 )2 ]1/2
(2.20)
A Figura 6 mostra a curva torque versus velocidade do motor alimentado com uma
fonte de tensão senoidal. A forma de onda típica é obtida considerando a amplitude e
freqüência fixa da fonte de alimentação.
∙ Tração (0 ≤ 𝑆 ≤ 1);
∙ Regeneração 𝑆 < 0;
∙ Reversão (1 ≤ 𝑆 ≤ 2)
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
31
Figura 6 – Característica torque-velocidade de máquina de indução (POMÍLIO, 2014).
O rotor gira no mesmo sentido do campo girante em tração e, à medida que o
escorregamento vai aumentando, o torque também aumenta, aproximadamente linear,
enquanto o fluxo do entreferro mantém constante. No rotor a variação da tensão induzida
diferente da impedância é linear com o escorregamento, sendo que a tensão induzida e a
impedância são responsáveis pela corrente do rotor.
Na região linear é que se dá a operação normal do motor, uma vez que, se o torque
de carga exceder 𝑇𝑚𝑚 , o motor, perdendo o seu torque, irá parar, levando as elevadas
perdas no rotor, devido às altas correntes induzidas (POMÍLIO, 2014).
Na região de regeneração, o rotor e campo girante estão se movendo no mesmo
sentido, mas a velocidade mecânica, 𝜔𝑚 , é maior do que a velocidade síncrona, acarretando
em um escorregamento negativo. A máquina irá operar como um gerador e entregará
potência ao sistema que estiver conectado ao estator, quando a resistência equivalente do
rotor for negativa. A característica torque versus velocidade é semelhante a operação em
tração com um valor de pico maior.
O comportamento do rotor na região de reversão é diferente e estará em oposição
ao campo girante provocando assim um escorregamento maior que 1. Isto ocorre quando
se inverte duas fases do estator, provocando a mudança no sentido de rotação do campo.
O torque produzido opõe-se ao movimento do rotor, levando a uma frenagem da
máquina. Nesta situação as correntes são elevadas enquanto o torque presente é pequeno.
Internamente na máquina pode surgir um excessivo aquecimento devido à dissipação de
energia retirada da massa girante. Não se recomenda tal modo de operação (POMÍLIO,
2014).
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
2.5
32
Tipos de Acionamento das Máquinas de Indução
Os motores de indução modernos são projetados de forma a suportar a tensão
plena na partida sem danos ao enrolamento do motor. Os motores de porte maior possuem
correntes de partida com tensão plena que podem comprometer fracos sistemas de potências.
Durante a partida os motores elétricos requerem da rede de alimentação uma corrente de
valor elevado, na ordem de 6 a 8 vezes o seu valor nominal. Todo motor dimensionado para
acionar adequadamente uma determinada carga acoplada ao seu eixo necessita, durante a
partida, possuir em cada instante o conjugado do motor, superior ao conjugado resistente
da carga. Portanto um sistema de partida eficiente garante uma maior vida útil do motor,
menos custos operacionais, além de dar a equipe de manutenção da indústria tranquilidade
no desempenho das tarefas. A seguir serão apresentados alguns métodos de partidas para
motores trifásicos.
2.5.1
Chave Estrela - Triângulo
O acionamento de um motor elétrico através de chaves estrela-triângulo só é possível
se este possuir seis terminais acessíveis e estes dispuserem de dupla tensão nominal. O
acionamento é feito, inicialmente, ligando o motor na configuração estrela até que ele
alcance uma velocidade próxima ao regime, quando esta conexão é desfeita e executada a
ligação em triângulo. A troca da ligação durante a partida é acompanhada por uma elevação
de corrente, fazendo com que as vantagens da sua redução desapareçam se a comutação
for antecipada em relação ao ponto ideal. Durante a partida em estrela, o conjugado e a
corrente de partida ficam reduzidos a 1/3 de seus valores nominais. Neste caso, um motor
só pode partir através de chave estrela triângulo quando seu conjugado, na ligação em
estrela, for superior ao conjugado na carga do eixo. Devido ao baixo conjugado de partida
e relativamente constante a que fica submetido o motor, as chaves estrela-triangulo são
mais adequadamente empregadas em motores cuja partida se dá em vazio (FARIAS, 2014).
2.5.2
Partida Eletrônica (Soft-Starter)
As chaves de partida eletrônica (soft-starter) são chaves estáticas microprocessadas
projetadas para acelerar/desacelerar e proteger motores de indução trifásicos. Através
do ajuste do ângulo do disparo dos tiristores, controla-se a redução da tensão aplicada
ao motor. A soft-starter proporciona uma partida suave ao motor de indução evitando
as sobrecorrentes transitórias de partida e, portanto, as sobretensões resultantes na rede
elétrica. Ela pode substituir com vantagens a tradicional chave de partida estrela-triângulo.
O ângulo de disparo de cada par de tiristores é controlado eletronicamente para aplicar uma
tensão variável no motor durante a aceleração. No final do período de partida, ajustável
conforme a aplicação, a tensão atinge seu valor pleno após uma aceleração suave ou
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
33
uma rampa ascendente, ao invés de ser submetido a transição brusca, como ocorre com
os métodos de partida por auto-transformador, ligação estrela-triângulo, etc. Com isso,
consegue-se manter a corrente de partida próxima da nominal e com suave variação, como
desejado (WEG, 2014).
2.5.3
Partida usando o Inversor de Frequência
O inversor de freqüência é usado sempre que existe a necessidade de variar a
velocidade de um motor, direta ou inversamente proporcional, em função do sistema de
funcionamento de uma máquina ou sistema. Os conversores de frequência são equipamentos
eletrônicos que fornecem controle sobre a velocidade de motores elétricos de corrente
alternada através da conversão das grandezas da rede de alimentação convencional, que
são a tensão e frequência, em grandezas variáveis. Apesar do princípio de funcionalidade
ser o mesmo, houve grandes mudanças entre os primeiros conversores de frequência e
os atuais, devido principalmente à evolução dos componentes eletrônicos com destaque
aos tiristores e aos microprocessadores digitais. O princípio de funcionamento de um
inversor de frequência está no fato de que a velocidade síncrona de um motor é função
da frequência da rede de alimentação e do número de polos do motor. Quando existe
a variação da frequência da rede de alimentação, há também a variação da velocidade
do mesmo, proporcional à variação da frequência. Logo, o inversor de frequência deve
controlar a frequência do sinal que alimenta o motor. Após a entrada de alimentação
em corrente alternada no inversor a tensão é retificada para tensão contínua. O sinal
alternado necessário para alimentar o motor é feito através de uma técnica chamada de
PWM, ou modulação por largura de pulso, que reconstrói o valor de tensão na saída do
inversor, porém com uma frequência definida pelo usuário que pode ser de 0Hz até 500Hz,
dependendo do modelo e do fabricante do inversor (PINHEIRO, 2014).
Portanto é possível verificar que para realizar a partida nos motores de indução
trifásica pode-se utilizar vários métodos nos quais cada um apresenta suas vantagens e
desvantagens, dependendo do aspecto particular ou do parâmetro que se quer considerar.
São muitas grandezas envolvidas, tais como corrente de partida, torque inicial, tempo de
aceleração, etc, que o projetista deve conhecer para o dimensionamento e parametrização
dos componentes. Antigamente os dispositivos eletromecânicos eram amplamente utilizados,
com os usos de contatores e relés, para realizar as partidas nos motores de indução. Somente
em pequenas aplicações, como no caso de bombas de recalque com vazão ajustável, é que
se utilizavam equipamentos para a variação da velocidade do motor de indução trifásico.
Nesse caso, a variação de velocidade era feita por meio de dispositivos com embreagens,
com grande perda de energia. O aparecimento de circuitos eletrônicos controlados por
tiristores veio para melhorar não só o controle de variação da velocidade do motor de
indução trifásico em serviço, como também o controle de realizar partidas e paradas
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
34
suaves da máquina. Esses dispositivos eletrônicos representam uma nova era no campo de
aplicação do motor de indução trifásico, são os conversores de freqüência e soft-starters
que trazem grandes vantagens no controle de partida e parada nos motores de indução
trifásicos.
A conciliação do aproveitamento das vantagens ocasionadas, com a necessidade de
eliminar alguns inconvenientes, é um apelo à capacidade dos engenheiros eletricistas no
sentido de aperfeiçoar cada vez mais, os dispositivos de partida em motores de indução
(RABELO, 2014).
2.6
Métodos de Controle de Velocidade de um Motor
de Indução
Basicamente existem dois tipos de controle: o escalar e o vetorial. O controle
escalar impõe no motor uma determinada tensão/frequência, visando manter essa relação
constante, fazendo com que o motor trabalhe com o fluxo constante. Este tipo de controle
é aplicado quando não existe necessidade de respostas rápidas a comandos de torque e
velocidade e é interessante quando há conexão de vários motores a um único inversor.
O controle é realizado em malha aberta e a exatidão da velocidade se dá em função do
escorregamento do motor, que varia em função da carga, já que a frequência no estator é
imposta. O controle escalar é o mais utilizado devido à sua simplicidade e devido ao fato
de que a grande maioria das aplicações não requer alta precisão e/ou rapidez no controle
da velocidade (WEG, 2104).
É atingido um elevado grau de exatidão e rapidez no controle do torque e da
velocidade do motor quando utilizado o método de controle vetorial. Esse método de
controle decompõe a corrente do motor em dois vetores sendo um que produz o fluxo
magnetizante e outro que produz torque. Ele pode ser realizado tanto em malha aberta
quanto em malha fechada. Em malha aberta o controle vetorial também é conhecido como
sensorless.
As técnicas de controle a seguir são utilizadas para variar a velocidade de um motor
de indução:
∙ Controle da resistência do rotor;
∙ Controle da tensão do estator;
∙ Controle da frequência do estator;
∙ Controle da tensão e da frequência do estator;
∙ Controle da corrente.
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
2.6.1
35
Controle pela Resistência do Rotor
Para uma máquina de rotor enrolado são inseridas resistências que são somadas à
própria impedância do rotor. Isso pode ser visto na Figura 7.
Figura 7 – Máquina de rotor enrolado (POMÍLIO, 2014).
A variação de 𝑅𝑥 move a curva torque versus velocidade da máquina, como está
mostrado na Figura 8:
Figura 8 – Característica torque versus velocidade para diferentes valores de resistência
de rotor (POMÍLIO, 2014).
De acordo com a Figura 8, dado um torque, o aumento da resistência do rotor
resulta na diminuição na velocidade mecânica. Com esse método, é permitido elevar o
torque de partida e limitar a corrente de partida. Porém este método possui baixa eficiência
devido à dissipação de potência sobre as resistências, tanto que este tipo de acionamento
foi usado especialmente em situações que requeriam grande número de partidas e paradas,
além de elevado torque. Para a boa operação da máquina é fundamental o balanceamento
entre as 3 fases.
2.6.2
Controlador da Tensão do Estator
Da Equação 2.21 conclui-se que o torque é proporcional ao quadrado da tensão
aplicada ao estator.
𝑇𝑚𝑎𝑥
𝐾.𝐸𝑓2
=
2.(𝑠𝑚𝑎𝑥 .𝑋𝑟𝑏 )2
(2.21)
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
36
Assim para um determinado valor de torque, o escorregamento aumenta quando há
uma redução na tensão e uma diminuição na velocidade, como está mostrado na Figura 9.
Figura 9 – Curva torque versus velocidade (POMÍLIO, 2014).
Este acionamento não é possível ser realizado a cargas que precisam de alto torque
e nem elevado conjugado de partida. Com a redução do torque disponível, a faixa de ajuste
de velocidade é estreita. O acionamento não é realizado se a curva do torque cruza a curva
da máquina além do ponto de torque máximo.
São denominados de classe D motores construídos para este tipo de funcionamento
e possuem elevada resistência de rotor, de modo que a faixa de variação de velocidade se
torne maior e não seja muito severa a perda de torque em baixas velocidades (POMÍLIO,
2014).
Um controlador de tensão CA composto por tiristores operando com controle de
fase pode variar a tensão de fase. É muito utilizado em sistemas que possuem baixo
desempenho e potência que não precisam de alto torque na partida. O inversor trifásico
é mais uma opção, operando com tensão contínua ajustável e com frequência constante,
utilizando modulação por largura de pulso. Isso limita a corrente de partida reduzindo a
tensão na partida. A Figura 10 mostra os acionamentos descritos.
Figura 10 – Controle da tensão do estator por inversor (a) e controlador CA (b) (POMÍLIO,
2014).
A tensão induzida é proporcional à frequência e ao fluxo no entreferro. Sendo assim,
quando a tensão é reduzida no estator, o mesmo irá ocorrer com o fluxo no entreferro e
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
37
por consequência, com o torque. Se o escorregamento tiver valor aproximado de 0,33%, a
corrente irá a um valor máximo com uma tensão mais baixa.
2.6.3
Controle pela Variação da Frequência do Estator
Com o controle da frequência da fonte, que é a mesma frequência encontrada no
estator do motor de indução, o torque e a velocidade podem ser variados.
Sendo assim quando os valores de tensão e frequência alcançam seus valores
nominais, por consequência o fluxo de entreferro do motor também estará no valor nominal.
Se, por exemplo, diminuir a frequência e mantiver a tensão constante, o fluxo do entreferro
irá aumentar, saturando o motor, alterando seus parâmetros e a característica da curva
torque versus velocidade. Para baixas frequências, o valor das reatâncias irá diminuir e
as correntes tendem a aumentar. Não é muito usual utilizar este tipo de controle. Se a
frequência atingir valores acima do seu valor nominal, o torque e o fluxo diminuem. Se a
velocidade síncrona à frequência nominal for denominada 𝜔𝑏 , a velocidade síncrona e o
escorregamento em outras frequências de excitação serão:
𝜔𝑠 = 𝑏.𝜔𝑏
𝑠=
𝜔𝑚
𝑏.𝜔𝑏 − 𝜔𝑚
=1−
𝑏.𝜔𝑏
𝑏.𝜔𝑏
(2.22)
(2.23)
A expressão do torque pode ser vista na Equação 2.24
𝑇𝑑 =
3.𝑅𝑠 .𝑉𝑠2
𝑠.𝑏.𝜔𝑏 .[(𝑅𝑠 + 𝑅𝑠𝑠 )2 + (𝑏.𝑋𝑠 + 𝑏.𝑋𝑟 )2 ]
(2.24)
Para diferentes valores de b as curvas abaixo ilustram o torque versus velocidade.
Figura 11 – Característica torque versus velocidade com controle de frequência (POMÍLIO,
2014).
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
38
Pode se observar que abaixo da velocidade base o torque é limitado ao seu valor
nominal. Quando a frequência é aumentada isso permite elevar a velocidade, porém às
custas da perda do torque. Esta característica é semelhante aos motores de corrente
contínua quando se faz a elevação da velocidade pelo método do enfraquecimento do
campo. Uma alimentação dessa forma pode ser obtida por meio de um inversor que forneça
uma tensão constante, variando apenas a frequência (POMÍLIO, 2014).
2.6.4
Controle da Tensão e da Frequência
Se o fluxo do entreferro for constante, o torque máximo não sofrerá alterações.
Pra manter o torque com seu valor máximo, a relação entre a tensão e a frequência que
alimenta o motor de indução tem que ser constante.
A Figura 12 mostra a curva característica torque versus velocidade para este tipo
de controle, para as velocidades abaixo da velocidade base.
Figura 12 – Característica torque versus velocidade com controle de tensão/frequência
(POMÍLIO, 2014).
Uma vez que a tensão nominal da máquina não deve ser excedida, este tipo de
acionamento aplica-se para velocidades abaixo da velocidade base. O acionador mais usual
é o de onda quase quadrada, que permite ajustar simultaneamente tensão e frequência.
Um inversor de onda quadrada necessita de uma tensão no barramento CC variável. Para
velocidades muito baixas pode-se ainda fazer uso de ciclo conversores (conversores CA-CA).
À medida que a frequência se reduz, o fluxo de entreferro tende a diminuir devido à queda
de tensão na impedância série do estator, levando à redução na tensão aplicada sobre
a reatância de magnetização, o que conduz à necessidade de se elevar a tensão em tais
situações para se manter o torque. (POMÍLIO, 2014).
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
2.6.5
39
Controle da Corrente
Neste tipo de controle é possível controlar o torque do motor variando a corrente
do rotor porém, como se tem acesso à corrente do estator, é somente ela que pode ser
controlada diretamente. As equações da corrente Equação 2.25 e Equação 2.26 do torque
produzidos podem ser visualizadas a seguir:
𝐼𝑟 =
𝑅𝑠 +
𝑅𝑠
𝑠
𝑗.𝐼𝑖 .𝑋𝑚
+ 𝑗(𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟 )
3.𝑅𝑟 .(𝑋𝑚 .𝐼𝑖 )2
𝑇𝑑 =
𝑠.𝜔𝑠 [(𝑅𝑠 + 𝑅𝑠𝑠 )2 + (𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟 )2 ]
(2.25)
(2.26)
O torque de partida é dado quando s vale 1.
𝑇𝑠 =
3.𝑅𝑟 .(𝑋𝑚 .𝐼𝑖 )2
𝜔𝑠 [(𝑅𝑠 + 𝑅𝑠𝑠 )2 + (𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟 )2 ]
(2.27)
Com o torque máximo o escorregamento é dado pela Equação 2.28.
𝑠𝑚 = ± √︁
𝑅𝑟
𝑅𝑠2 + (𝑋𝑚 + 𝑋𝑠 + 𝑋𝑟 )2
(2.28)
O torque máximo é dado pela Equação 2.29, quando é desprezado o efeito da
impedância no estator.
𝑇𝑚 =
3.𝐿2𝑚
.𝐼𝑖2
2.(𝐿𝑚 + 𝐿𝑟 )
(2.29)
A Figura 13 mostra a característica torque versus velocidade para valores diferentes
de correntes de entrada.
Figura 13 – Característica torque versus velocidade com acionamento por controle de
corrente (POMÍLIO, 2014).
É possível observar que o torque máximo independe da frequência. Quando o
escorregamento valer 1 na partida a razão 𝑅𝑠𝑟 é reduzida, de maneira que a corrente que
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
40
flui pela indutância de magnetização é pequena, produzindo assim um fluxo baixo e,
consequentemente, um torque pequeno. Assim que a máquina acelera o escorregamento
diminui e, consequentemente, aumentam a corrente de magnetização, o fluxo e o torque,
no sentido da saturação do material ferromagnético. Para evitar a saturação do material
ferromagnético, o motor deve ser acionado na região instável da curva torque versus
velocidade, mas isso só é possível em malha fechada e com controle sobre a tensão terminal
da máquina para impedir a sua saturação.
Uma corrente com valor eficaz constante pode ser suprida por inversores de corrente.
Tais inversores são obtidos tendo no barramento CC uma fonte de corrente contínua,
tipicamente realizada por um indutor, sobre o qual é controlada a corrente. Isto significa
que as chaves devem permitir passagem de corrente em apenas um sentido, sendo capazes de
bloquear tensões com ambas as polaridades. A Figura 14 mostra as chaves semicondutoras
utilizadas nos diferentes tipos de inversores (POMÍLIO, 2014).
Figura 14 – Chaves semicondutoras para inversores de tensão e de corrente (POMÍLIO,
2014).
2.7
Controle do Modelo Dinâmico
Essas estratégias de controle surgiram em estudos utilizando uma nova metodologia
apoiada no modelo vetorial da máquina de corrente alternada. Utilizando-se de conceitos
matemáticos conseguiu formular uma teoria geral para o comportamento dinâmico das
máquinas de indução e como desacoplar a planta de controle, controlando as correntes
do estator representadas por um vetor, este modelo é complexo e não-linear. Este tipo de
controle baseia-se em projeções que transformam um sistema trifásico em outro sistema
composto por duas coordenadas, ou seja, transformando o modelo da máquina de indução
em um modelo similar ao de corrente contínua alcançando o desacoplamento entre o
controlador de fluxo e o de torque, tornando o controle mais eficaz.
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
41
Um dos métodos de controle vetorial mais utilizado para acionamento das máquinas
de corrente alternada de alto desempenho, é o controle vetorial por orientação de fluxo
(LEONHARD, 1985). Este se encontra fundamentado no conhecimento da posição espacial
do vetor fluxo para o qual se deseja a orientação, ou seja, fluxo de entreferro, de estator
ou de rotor, podendo ser classificada ainda em direto ou indireto (LORENZ, 1994).
Os controladores vetoriais possuem a necessidade do conhecimento do valor exato
da magnitude e posição do campo girante, o que cria a exigência do uso de sensores de
fluxo colocados no interior da máquina, inviabilizando sua utilização em determinados
sistemas, seja pela dificuldade de acesso, já que necessitariam de modificações na sua
estrutura para a adaptação ou pelo alto custo dos sensores. Uma forma de contornar estas
limitações consiste na utilização de estimadores baseados no modelo vetorial da máquina.
No caso de orientação indireta no fluxo do rotor, a velocidade de rotação utilizada é
medida por meio de um encoder e é feita a estimação da constante de tempo elétrica do rotor
e da frequência angular de escorregamento, esta sendo feita a partir das correntes do estator
no sistema síncrono. Este método é de simples implementação, possui desacoplamento
entre as componentes do fluxo do rotor, fazendo com que o motor de indução alcance
um desempenho igual ou superior ao motor de corrente contínua. Possui uma grande
sensibilidade à variação dos parâmetros elétricos da máquina, em especial a constante de
tempo elétrica do motor, sendo esta a sua principal desvantagem. Desde que as correntes
e a velocidade de rotação sejam medidas com boa exatidão, uma vez que são entradas do
sistema de controle, o desempenho do sistema fica sensível apenas à variação da constante
de tempo elétrica do rotor.
Os parâmetros do motor de indução variam principalmente com a temperatura e o
nível de fluxo no entreferro. Os fenômenos que provocam esta variação são a temperatura
e o efeito pelicular que fazem variar as resistências do estator e do rotor e a saturação
magnética que afeta as indutâncias mútuas e próprias do motor.
Na orientação direta podem ser utilizadas bobinas auxiliares ou as medidas das
grandezas terminais do motor, geralmente as tensões e correntes do estator. Tem como
vantagem sua robustez, uma vez que a posição do fluxo é determinada a partir das tensões
e correntes medidas, ao contrário do método indireto, onde é utilizado um valor estimado
do escorregamento. A complexidade de operação a baixas velocidades de rotação é sua
desvantagem, uma vez que nessa região, a força contraeletromotriz apresenta magnitudes
comparáveis à queda de tensão na resistência do estator, além das dificuldades resultantes
do processo de integração dos sinais em baixa frequência (HERNÁNDEZ, 1999).
O conjugado eletromagnético pode ser controlado por meio da frequência de escorregamento da variável escolhida para excitar a máquina, ou pela componente de uma segunda
variável (variável de conjugado) em quadratura com a variável de excitação. O controle
por quadratura é eminentemente do tipo vetorial e utiliza normalmente controladores
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
42
no referencial do fluxo a ser controlado, já a estratégia de controle por escorregamento
pode ser implementada também na forma escalar e o referencial para implementação dos
controladores pode ser qualquer um (JACOBINA, 2005).
Modelos representados em coordenadas de campo do estator e do entreferro são
preciosos e permitem a estimação de fluxo e da velocidade de rotação mecânica utilizando
a leitura das correntes e tensões dos enrolamentos da máquina, mas exigem um grande
esforço computacional devido ao elevado número de equações presentes neles. Já a escolha
do vetor no fluxo do rotor leva a uma representação através de um número reduzido de
equações sem perdas significativas de exatidão, necessitando apenas das correntes de fase
do estator e da velocidade de rotação mecânica (SANTISTEBAN, 2001).
2.7.1
Algumas Formas de Controle Vetorial
Dentre as formas de controle vetorial destacam-se o controle de campo orientado
direto (DFOC – Direct Field Oriented Control), controle direto de torque (DTC – Direct
Torque Control) e controle de campo orientado indireto (IFOC – Indirect Field Oriented
Control) (GASTALDINI, 2008). O DFOC utiliza a medição ou estimação do fluxo estatórico
ou rotórico orientado sobre o eixo direto. Essa forma de controle permite que o torque e o
fluxo sejam controlados independentemente. A restrição em utilização desta técnica é a
correta medição do fluxo, devido a dificuldade de instalação de sensores ou a estimação
com ruídos a partir das correntes estatóricas. Neste caso, o vetor fluxo é calculado
instantaneamente a partir dos parâmetros ou grandezas elétricas do motor. O trabalho
computacional é grande, mas facilmente realizado por um DSP, por exemplo, os da família
Texas Instruments modelos TMS320CXX. O controle direto de torque (DTC – Direct
Torque Control) foi apresentado por (Takahashi e Noguchi, 1986). Pode ser implementado
utilizando dois controladores por histerese do fluxo e do torque. Através do erro entre o
ângulo do fluxo do estator e do rotor é gerado um vetor de chaveamento no inversor para
manter o torque no valor desejado. Um método de controle direto de torque utilizando
a medição de corrente e tensão do estator para estimar o torque e o fluxo (Kaboli,
Zolghadri e Vahdati-Khajeh (2007). Este método é simples para ser implementado e tem
respostas rápidas de torque e fluxo, mas possui problemas como dependência paramétrica,
dificuldade de controle em baixas rotações, não possui controle de corrente e por isto
aumenta as oscilações de torque e corrente (GASTALDINI, 2008). O controle IFOC utiliza
a estimação do fluxo rotórico baseado no modelo matemático do motor de indução e
apresenta vantagens em relação ao DFOC e DTC pela possibilidade de trabalhar em todas
as faixas de velocidade e por apresentar maior robustez que o DFOC.
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
2.7.2
43
Controle Vetorial de Campo Orientado Indireto
O controle vetorial de campo orientado indireto (IFOC – Indirect Field Oriented
Control) considera que o vetor de fluxo rotórico encontra-se alinhado ao eixo direto 𝜆𝑑𝑟 ,
sendo nulo o fluxo do eixo em quadratura 𝜆𝑞𝑟 (Câmara, 2007). A obtenção da posição do
fluxo rotórico é feita a partir da velocidade do rotor e da constante de tempo rotórica. A
seguir, na Figura 15 é mostrado o diagrama de controle para simulações de funcionamento
do motor com controle de velocidade mantendo-se o fluxo rotórico constante. Os valores
de tensão 𝑉𝑑𝑠 e 𝑉𝑞𝑠 aplicados ao motor são obtidos através de dois controladores do tipo
Proporcional-Integral 𝑃 𝐼1 e 𝑃 𝐼2 . A sintetização da tensão de referência aplicada ao motor
pode ser feita pela técnica de modulação por largura de pulso. Os controladores de corrente
*
utilizam os erros 𝑒𝐼𝑑𝑠 e 𝑒𝐼𝑞𝑠 , respectivamente. A corrente de referência 𝐼𝑑𝑠
é gerada pelo
*
erro de fluxo rotórico através do controlador 𝑃 𝐼3 e a corrente de referência 𝐼𝑞𝑠
é gerada
pelo erro de velocidade rotórica com o controlador 𝑃 𝐼4 . Os controladores 𝑃 𝐼1 e 𝑃 𝐼2 são
sintonizados para serem mais rápidos que os controladores 𝑃 𝐼3 e 𝑃 𝐼4 , respectivamente.
Figura 15 – Controle IFOC para velocidade.
Neste método, o vetor fluxo desejado é calculado em função do escorregamento da
máquina. De qualquer forma, sempre é necessário conhecer a constante de tempo do rotor
e o fluxo de magnetização, ou seja, a indutância de magnetização do motor. Uma outra
possibilidade é a aplicação do controle vetorial sem a malha de realimentação, melhor
dizendo, em malha aberta. Este é conhecido como inversor vetorial sensorless.
2.8
Inversores de Frequência
Os inversores de frequência têm seu circuito de potência, com carga representada
na Figura 16 (DINIZ, 2014).
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
44
Figura 16 – Blocodiagrama do inversor de frequência (DINIZ, 2014).
O bloco diagrama foi dividido da seguinte maneira:
1. Retificador, que é conectado a uma fonte de alimentação externa alternada, mono
ou trifásica, e gera uma tensão contínua pulsante.
2. Circuito intermediário, que estabiliza a tensão contínua e deixa a tensão a disposição
do inversor.
3. Inversor que gera a tensão e a frequência para o motor. Este módulo é responsável
por popularizar o conjunto com o nome de “inversor de frequência” apesar de se
tratar de um conversor CC-CA.
4. Unidade de Controle é o conjunto de circuitos eletrônicos que possui funções como
controle, geração da modulação PWM, supervisão das variáveis, entre outras funções.
2.8.1
Retificador de Entrada e Link CC
A partir da saída do retificador a tensão de entrada no link CC é originada, como
mostra a Figura 17.
Figura 17 – Inversor genérico (OLIVEIRA, 2014).
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
45
A tensão de alimentação é alternada sendo trifásica ou monofásica, com valor de
frequência fixa e suas características são apresentadas na Figura 18.
Figura 18 – Característica de tensão de alimentação no retificador (a) Monofásico (b)
Trifásico (DINIZ, 2014).
Na Figura 18, podem ser observadas as três fases deslocadas no tempo, o valor
da tensão muda de direção e a frequência indica o número de períodos por segundo. O
retificador de um inversor de frequência pode possuir diversos componentes eletrônicos como
diodos, tiristores, IGBTs ou pode conter uma combinação destes dispositivos. O retificador
constituído de diodos é dito não controlado e tem a característica de permitir a passagem
da corrente em apenas uma direção, no caso do anodo para o catodo. Não é possível,
como é o caso de outros componentes semicondutores, fazer o controle da intensidade da
corrente. Já os compostos por tiristores ou IGBTs são chamados controlados e se ambos
são utilizados, então o retificador é dito semi-controlado.
Figura 19 – Retificador (a) Tensão de entrada (b) Retificador não controlado e (c) Tensão
de saída (DINIZ, 2014).
Na saída do retificador é observada uma tensão contínua que não é constante.
Com a utilização de filtros, essas oscilações podem ser reparadas. O retificador controlado
causa mais perdas e distúrbios na entrada da rede elétrica, pois o tiristor é controlado
para conduzir num período reduzido e assim, o retificador irá drenar valores crescentes
de potência reativa. Uma vantagem da retificação controlada é que a energia pode ser
devolvida para a rede permitindo assim a devolução da energia de frenagem de um
acionamento. Isso melhora o rendimento do sistema.
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
46
O link CC pode ser comparado a um armazenador, pois é dele que o motor, através
do estágio inversor, retira a energia necessária para seu funcionamento. E isto é possível
de acordo com alguns princípios de construção do filtro, e dependendo também do tipo de
retificador e estágio do inversor usado (DINIZ, 2014).
2.8.2
Circuito Intermediário
O circuito intermediário pode ser comparado como um reservatório no qual o motor
pode drenar energia através do inversor.
2.8.2.1
Inversores fonte de corrente (I-converters)
Em inversores fonte de corrente, o circuito intermediário consiste de um grande
indutor e é combinado apenas com um retificador controlado. A função deste indutor é
transformar a tensão variável do retificador em uma corrente contínua variável. A amplitude
da tensão é determinada pela carga. A Figura 20 o inversor fonte de corrente.
Figura 20 – Circuito Intermediário - Fonte de corrente (a)Tensão de entrada (b) Reator do
circuito intermediário e (c) Corrente de saída com nível CC ajustável (DINIZ,
2014).
2.8.2.2
Inversores fonte de tensão (U-converters)
Nos inversores do tipo fonte de tensão, o circuito intermediário consiste em um
filtro capacitivo, ao contrário do inversor tipo fonte de corrente que consiste em um indutor,
e pode ser combinados com os dois tipos de retificador. A tensão pulsante do retificador é
alisada também por filtros.
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
47
Figura 21 – Circuito Intermediário - Fonte de tensão (a)Tensão de entrada (b) Capacitor
do circuito intermediário e (c) Tensão de saída (DINIZ, 2014).
O circuito intermediário fornece muitas funções adicionais e dentre elas pode-se
destacar o desacoplamento entre o retificador e o inversor, a redução de distorção harmônica
e reserva de energia para suportar variações bruscas de carga.
Portanto, a tensão no motor é obtida quando aplicada a tensão do circuito intermediário por períodos longos ou curtos e a frequência é variada através da mudança dos pulsos
de tensão ao longo do eixo do tempo positivamente para meio período e negativamente
para o outro meio. A técnica que varia a largura dos pulsos de tensãa é chamada de PWM
- Pulse Width Modulation. O PWM é a técnica mais utilizada no controle dos inversores.
2.9
Técnicas de Modulação
A evolução tecnológica dos inversores de frequência contribuiu para que os mesmos
fossem utilizados em várias aplicações. O PWM, modulação por largura é uma técnica
poderosa para controlar circuitos analógicos com um microprocessador de saídas digitais
(BARR, 2011).
2.9.1
Modulação PWM
Este tipo de modulação é baseado na geração de um trem de pulsos de onda quadrada
com largura do pulso variada. A Figura 22 mostra como obter o PWM, utilizando um
amplificador operacional como comparador.
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
48
Figura 22 – Modulação PWM
Valores negativos e positivos são produzidos pela diferença entre os sinais senoidal
e triangular. Uma diferença positiva no amplificador operacional irá saturar o sinal no seu
limite positivo, enquanto que uma diferença negativa levará a saturação no limiar negativo.
As diferenças têm duração limitada pelas intersecções das formas de onda. Portanto, o sinal
modulado PWM é formado quando tem-se um trem de pulsos de amplitudes limitadas
pela saturação do amplificador e a largura limitada pela duração das diferenças. Pode-se
concluir que o fator que determina a razão cíclica D é a amplitude da tensão de referência,
que é o sinal senoidal visto na Figura 23.
Figura 23 – Modulação PWM
A razão cíclica D, é dada pela Equação 2.30
𝐷=
2.9.2
𝑇𝑜𝑛
𝑇𝑠
(2.30)
Geração do PWM Senoidal
Como a maior parte dos motores AC são projetados para operar com alimentação
senoidal, a tensão de saída do inversor deve ser o mais próximo disso possível. Uma
onda senoidal trifásica produz uma forma de onda na qual o comprimento de pulso é
senoidalmente modulado dentro de um semi-ciclo. Este inversor é chamado PWM senoidal
ou PWM sub-harmônico.
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
49
Cada fase do inversor tem um comparador que é alimentado com a tensão de
referência para aquela fase e uma portadora triangular simétrica que é comum a todas as
fases. A relação de portadora dever ser o múltiplo de 3 para assegurar que as três formas
de onda do sistema sejam idênticas. A portadora triangular tem uma amplitude fixa e
a relação entre amplitude da onda senoidal e a amplitude da portadora é denominada
índice de modulação. O controle da tensão de saída é obtido variando a amplitude da
senóide. Esta variação altera o comprimento dos pulsos da saída, mas preserva o modelo
de modulação senoidal.
A operação em frequência ajustável de um inversor PWM senoidal para controle
de motores AC requer a geração de um conjunto de três tensões de referência senoidais de
amplitude e freqüência ajustáveis. Se o motor deve operar em velocidades muito baixas
incluindo a imobilidade, o oscilador de referência deve ter a correspondente capacidade de
baixa freqüência, até a frequência zero. Com as técnicas tradicionais de circuitos analógicos,
torna-se difícil gerar uma onda de referência senoidal sem encontrar problemas de offset
DC e drift. Conseqüentemente, muitos dos inversores PWM usados em anos passados
adotaram a estratégia de onda quadrada porque o projeto eletrônico de geradores de
onda quadrada de freqüência ajustável é bem mais fácil. Entretanto, a implementação
do PWM senoidal foi facilitada pelas modernas técnicas de circuitos digitais utilizando
memórias programáveis. Para valores altos de relação de portadora, o inversor PWM
senoidal fornece uma saída de alta qualidade na qual os harmônicos dominantes são de
alta ordem, estando limitados em torno da frequência de portadora. A baixa rotação de
motores é obtida porque os harmônicos indesejáveis de baixa ordem e pulsações de torque,
que são características do inversor de onda quadrada e de seis passos, são eliminados na
alimentação com PWM senoidal.
2.10
DSP - Processador Digital de Sinais
Os Processadores Digitais de Sinais são microprocessadores especializados em
processamento digital de sinal. Para implementar o controle digital neste trabalho está
sendo utilizado o DSP TMS320F28335, fabricado pela (TEXAS INSTRUMENTS, 2014)
2.10.1
Principais Características do DSP
Cada família de DSP tem suas próprias ferramentas de desenvolvimento fornecidas
pelo fabricante. É possível utilizar ferramentas de programação como o Matlab / Simulink
para criar blocos e projetos em um DSP, porém um compilador adequado tem que ser
utilizado em conjunto.
A seguir serão descritas algumas partes que integram os DSPs:
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
50
∙ Unidade Central de Processamento;
∙ Clock para dar sequência às atividades da unidade central de processamento;
∙ Memória para armazenar instruções e manipular dados;
∙ Entradas para interiorizar na CPU informações do mundo externo;
∙ Saídas para exteriorizar informações processadas pela CPU para o mundo externo;
São projetados os DSPs de acordo com as operações elementares do processamento
digital, que são as de multiplicação, adição e transferência de memória consecutivos.
Existem instruções de repetição que antecedem as instruções acima, tornando possível a
execução destas usando um ciclo de memória, por não ser necessária a instrução de retorno
para permanecer no laço.
Os DSPs possuem arquitetura Harvard, sendo que alguns operam com números de
ponto flutuante. Algumas características de arquitetura dos DSPs estão caracterizadas
abaixo:
∙ O barramento da memória de dados é separado do barramento da memória de
instruções do programa, esta é a definição de arquitetura Harvard, permitindo
que a CPU acesse as duas simultaneamente;
∙ Disponibilidade de circuitos de acesso direto à memória, que permitem os sistemas
periféricos acessarem a memória sem utilizar a CPU, evitando a perda de dados
para sinais de alta frequência;
∙ Modos de endereçamento específicos para registradores circulares e pilhas, endereçamentos paralelos e utilização de ponteiros pré ou pós-incrementáveis;
∙ Loops de hardware que permitem repetição de instruções sem necessidade de uma
instrução de retorno;
∙ Possui controle do fluxo do programa, que inclui processamento de interrupções,
manejo de pilhas e controle de loop de hardware.
2.10.2
Apresentação do TMS320F28335
O DSC TMS320F28335 (TEXAS INSTRUMENTS, 2014) é o controlador responsável por realizar o comando do acionamento das chaves do inversor (COBENGE, 2014.,
CEBE, 2014., INDUSCON, 2014).
Suas principais características são:
∙ Possui arquitetura Harvard;
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
51
∙ Opera com frequência até 150 MHz;
∙ Suporte para linguagens de alto nível;
∙ Memória FLASH com 256K x 16 bits, SARAM 34K x 16 bits, OTP ROM 1K x
16 bits;
∙ Oscilador interno e um sistema gerador de clock;
∙ 16 canais ADC de 12 bits;
∙ Periféricos de controle com até 18 saídas PWM;
∙ 16 x 16 e 32 x 32 operações (MAC) - circuito multiplicador-acumulador.
2.10.3
Compilador para o TMS320F28335
O Code Composer é o programa usado neste projeto, onde o código é compilado
antes de ser transferido ao processador. Foi desenvolvido pela Texas Instruments e dentro
desse ambiente de desenvolvimento a programação pode ser feita em linguagem assembly,
além do que é possível conectar o MATLAB, Simulink, e Simulink Coder, que são ambientes
de programação de alto nível e permitem algoritmos integrados de desenvolvimento, análise,
simulação e geração de código em linguagem C. Possui ferramentas de desenvolvimento para
tratar de cada fase do ciclo de desenvolvimento de código, edição, construção, depuração
de código de perfis e gerenciamento de projetos.
2.11
Driver
Drivers são circuitos que têm como função fornecer níveis de tensão e de corrente
adequados, a partir dos sinais de saída de um processador. Normalmente, eles são constituídos de transistores e optoacopladores, caso seja eletricamente isolado. Os drivers isolados
são usados em conversores que as chaves não apresentam os terminais source/emissor em
comum, pois caso contrário, pode-se colocar em curto os braços do conversor. Atualmente
é possível encontrar drivers nos mais diversos modelos e específico para cada necessidade.
2.12
Conclusão do Capítulo
Neste capítulo, foi realizado um estudo teórico relacionado a máquinas elétricas,
controle de velocidade de motores de indução trifásicos, inversores, em que se mostraram
definições, modelagem matemática, modulação PWM senoidal, e as formas de acionamento
e controle de velocidade dos motores de indução trifásica. Com relação ao processador, foi
escolhido para a implementação do protótipo, o TMS320F28335, produzido pela Texas
Capítulo 2. Fundamentação Teórica
52
Instruments, por razões comerciais e suas vantagens técnicas. Para realizar a comutação no
estágio de potência foi escolhido o IRAMS10UP60A, fabricado pela International Rectifier.
Parte de suas informações técnicas encontram-se no Anexo A. No próximo capítulo serão
descritas a implementação prática e programação para realizar as simulações propostas do
inversor aplicado ao controle de velocidade escalar do motor de indução trifásico.
53
3 DESENVOLVIMENTO PRÁTICO
3.1
Introdução
Neste capítulo, será apresentado o estudo do controle para o acionamento do
motor de indução trifásico, além de explicações sobre a programação do processador
que foi realizada em ambiente Matlab / Simulink. O diagrama de blocos do protótipo
implementado também será explicado.
3.2
Diagrama de blocos do Protótipo
O diagrama de blocos do acionamento do motor é mostrado na Figura 24.
Figura 24 – Diagrama de blocos do protótipo.
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
54
A Figura 25 ilustra a montagem realizada.
Figura 25 – Imagem da bancada.
Como pode ser observado na Figura 24, o diagrama de blocos é composto por
duas partes principais, potência e controle. O bloco referenciado em azul é o controle e o
referenciado em vermelho, o de potência. O circuito de controle é formado pelo processador,
a placa de condicionamento de corrente e o buffer. Já o circuito de potência é formado
pelo conversor CA/CC, o motor, a fonte reguladora de tensão e o inversor trifásico, como
podem ser vistos na Figura 25.
3.2.1
Princípio de Funcionamento do Protótipo
Com o intuito de acionar e controlar o motor de indução trifásico, será detalhado a
seguir, o funcionamento do protótipo mostrado na Figura 25.
3.2.1.1
Inversor trifásico para alimentação do motor trifásico
Uma fonte CC alimenta o inversor trifásico, que neste projeto é um conversor
CC/CA com topologia Half-Bridge, composto por seis chaves controladas, onde cada
uma delas possui a ligação de um diodo em anti-paralelo. O diodo facilita o processo
de escoamento das cargas no desligamento da chave e também funciona como "diodo de
circulação"no acionamento de cargas indutivas. A associação de duas chaves em série, forma
o "braço"do inversor, onde cada "braço"está conectado com os terminais de alimentação do
motor. Este inversor composto por seis chaves foi implementado de modo integrado, isto é,
um circuito integrado possui as chaves e seus drivers de acionamento. O CI usado foi o
IRAMS10UP60A, fabricado pela International Rectifier. Esse dispositivo é um módulo
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
55
composto por seis IGBT com seus respectivos drivers, onde a tensão de bloqueio máximo
no IGBT é de 600 V e a corrente de 6 A para o modelo utilizado neste projeto. Foram
acrescentados junto ao módulo IGBT um circuito de proteção para uma eventual sobrecorrente nas chaves e um sistema de isolamento elétrico dos sinais de comando. O inversor
trifásico está ilustrado na Figura 26.
Figura 26 – Inversor trifásico.
A fonte CC responsável pela manutenção da tensão contínua no barramento do
inversor é obtida através de um circuito retificador monofásico do sinal alternado da rede.
A Figura 27 ilustra o esquema elétrico do retificador utilizado.
Figura 27 – Modelo elétrico do retificador monofásico.
As chaves do inversor são acionadas a partir dos sinais de comando provenientes
do processador. O acionamento das chaves produz um sinal de tensão alternada entre as
fases do motor, funcionando como se fosse um gerador trifásico de tensões. As tensões
trifásicas entre fases do motor são sinais quadrados. Isso seria um problema, pois não há
filtro LC na saída do inversor para filtrar a componente fundamental da tensão, porém
como o motor está ligado na configuração estrela, os indutores do mesmo acabam atuando
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
56
como filtros, de modo que não descaracterizam o aspecto senoidal das correntes de linha,
fazendo com que o motor trabalhe sem problemas.
3.2.1.2
Comando para acionamento das chaves
O processador DSC TMS320F28335, fabricado pela Texas Instruments, foi utilizado
para realizar o acionamento das chaves do inversor. Sua escolha foi baseada no fato
desse modelo possuir todos os periféricos necessários para o controle do inversor. São
características desse processador possuir internamente circuitos de geração de sinais PWM,
trabalhar com 32 bits, apresentar ponto flutuante e possuir clock de 150 MHZ. Vale
ressaltar que esse processador já está incluido na biblioteca do Matlab / Simulink para
a programação do mesmo nesse ambiente de alto nível. O programa de programação do
processador, chamado CODE COMPOSER, está "linkado" com o Simulink, a Figura 28
ilustra o processador DSC TMS320F28335.
O processador encontra-se soldado em uma placa chamada Control Card, que está
encaixada em uma base chamada docking station, onde existem os pinos para as ligações
elétricas, e a comunicação com o computador. Há a necessidade de se colocar um circuito
integrado, usado como driver, intermediando o processador com as chaves do inversor
trifásico, pois os sinais dos pinos da docking station não fornecem correntes elevadas. O
driver também possui uma chave que inibe todos os sinais de acionamento do motor
garantindo maior segurança para o sistema. Isto se torna necessário porque quando se
deseja parar o funcionamento do processador através de comandos do computador, os
pinos de saída da placa do processador ficam com níveis lógicos aleatórios e distintos.
Figura 28 – Kit DSC TMS320F28335.
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
3.2.1.3
57
Programação do processador
O processador é o responsável pela síntese dos sinais de comando para o acionamento
das chaves do inversor. Porém, uma das dificuldades de se utilizar um processador, é
realizar a sua programação de maneira simples, rápida e eficaz a fim de ser possível
implementar os algoritmos de controle, pois a elaboração das rotinas exige do usuário um
alto conhecimento de programação, tanto do software como do hardware do processador.
O TMS320F28335 foge dessas características. Por fazer parte da família C2000 da Texas
Instruments, esta encontra-se inserida na biblioteca do Simulink para configuração do seu
hardware permitindo ser programado nesse ambiente, isso simplifica a programação do
hardware do processador, pois a mesma é realizada em um ambiente visual. O interessante
é que todos os parâmetros de hardware e seus periféricos possuem o seu próprio bloco de
programação, o que facilita a sua configuração. Após realizados os ajustes de hardware
necessário, começa a elaboração do programa, que pode ser realizada através de blocos do
Simulink ou criando um bloco que contém linhas de código. O Simulink é uma ferramenta
para modelamento, simulação e análise de sistemas dinâmicos. Sua interface primária é
uma ferramenta de diagramação gráfica por blocos e bibliotecas customizáveis de blocos.
É amplamente usado em teoria de controle e processamento digital de sinais. A Figura 29
ilustra o ambiente de programação do Matlab / Simulink.
Figura 29 – Exemplo do ambiente de simulação do Matlab / Simulink.
Esta técnica de programação é chamada de prototipagem rápida e permite que
usuários sem grandes conhecimentos do processador possa desenvolver programas complexos
de forma simples e rápida.
O programa elaborado no Simulink precisa ser compilado para que seja gerado
um código em linguagem C ao Code Composer, que é o ambiente de programação dos
processadores da Texas Instruments. Há uma comunicação entre o Simulink e o Code
Composer de forma que o código é gerado automaticamente. Finalmente, se faz a compilação
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
58
do código gerado no Code Composer e se envia o código final ao processador. A alteração
do código pode ser feita tanto no ambiente de blocos do Simulink ou no próprio Code
Composer, que é totalmente aberto e com comentários.
Através da programação do processador é possível implementar as técnicas de
controle para o motor CA.
3.3
Controle em Malha Aberta
A seguir, será detalhado o programa de controle escalar em malha aberta do motor
elaborado. As programações foram realizadas no software Matlab / Simulink. A Figura 30
ilustra o diagrama de blocos do programa elaborado. Os sinais de entrada no conversor
A/D são sinais de tensões que variam entre 0 e 3 V. Estes sinais analógicos, são convertidos
em sinais digitais pelo conversor A/D de 12 bits do processador, e representam um valor
que varia entre 0 e 4095. Um ajuste de escala é necessário sob o valor de saída do conversor
A/D para que represente os valores de frequência e amplitude desejados na saída do
inversor. Quando a amplitude do sinal de entrada no conversor é de 3 V, isso significa
uma frequência de 300 Hz na saída do sinal do inversor. Em relação à tensão, quando a
amplitude do sinal de entrada no conversor A/D é de 3 V, isso representa um valor igual
a 1, o que significa que a tensão de saída no inversor é máxima.
Figura 30 – Diagrama de blocos do controle em malha aberta.
Os ajustes de escala dos valores de saída do conversor A/D são mostrados na
Figura 31(a).
Após os ajustes de escala, os valores são utilizados nas operações seguintes. O valor
da amplitude que varia de 0 a 1 é utilizado como multiplicador, reduzindo as amplitudes
dos sinais que representam o cosseno e o seno. O valor da frequência que varia de 0 a 300
Hz é utilizado como valor para geração de um sinal de rampa no bloco Rampa, como visto
na Figura 32.
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
59
Figura 31 – Sinais de frequência e amplitude convertidos de analógico para digital .
Figura 32 – Rampa gerada pelo sinal de frequência.
O bloco Rampa, sintetiza um sinal triangular com valor de frequência de acordo
com o valor inserido em Freqin. O sinal de saída do gerador de rampa é um sinal de
rampa que varia entre 0 e 2𝜋, representando o ângulo em radianos. Calculando-se o
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
60
seno e cosseno deste sinal, tem-se dois sinais senoidais defasados em 90 graus. A seguir,
aplica-se a transformada inversa de Clarke sob os dois sinais senoidais, obtendo-se três
sinais senoidais defasados em 120 graus que serão utilizados como sinais de comparação
com ondas triangulares para geração dos sinais PWM para acionamento das chaves. A
Figura 33 e a Figura 34 mostram o diagrama de blocos para o seno e cosseno sintetizados
e a transformada inversa de Clarke, respectivamente.
Figura 33 – Bloco do seno e cosseno sintetizados pela rampa.
Figura 34 – Bloco da Transformada Inversa de Clarke.
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
3.3.1
61
Relação V/F
A relação entre o torque e fluxo do motor é obtida pela Equação 3.1.
𝑇𝑜 = 𝐾11 .𝜑𝑚 .𝐼
(3.1)
Variando-se apenas a tensão, varia-se a velocidade, mas o fluxo varia e, por consequência, o torque. A velocidade de rotação mecânica e o fluxo magnetizante são expressos
através das expressões 3.2 e 3.3 respectivamente.
𝑛=
120.𝑓𝑓
.(1 − 𝑠)
𝑝
𝜑𝑚 = 𝐾.
𝑉1
𝑓1
(3.2)
(3.3)
Analisando a Equação 3.3, é possível obter um fluxo magnetizante constante
mantendo-se a relação 𝑉𝑓11 constante. Como consequência, consegue-se o controle da velocidade com torque constante. A velocidade é alterada em função da frequência 𝑓1 imposta
pelo conversor. A tensão 𝑉1 é, também, alterada de tal forma a obter 𝑉𝑓11 constante.
A variação da relação (V/F) é realizada linearmente até uma determinada frequência limite máxima do motor. Acima dessa, a tensão é máxima e permanece constante,
existindo apenas a variação da frequência aplicada ao enrolamento estatórico do motor
para frequências abaixo da frequência limite superior.
A região acima da frequência limite máxima se caracteriza como a região de enfraquecimento de campo, pois ali o fluxo decresce com o aumento da frequência provocando
também a diminuição do torque. Para as frequências próximas de zero, na qual tem-se uma
frequência mínima limite, é a região em que a queda de tensão no enrolamento do estator
do motor é muito significativa em relação à tensão aplicada ao estator pelo conversor
provocando a diminuição do torque. Entre as frequências limites inferior e superior, a região
é chamada de linear, típica do controle escalar, na qual a relação tensão pela frequência é
mantida constante.
3.4
Controle em Malha Aberta com o Estimador de
Velocidade
Para o sistema operante em malha aberta, foi desenvolvido um estimador de
velocidade. Este estimador se divide em duas partes. A primeira é estimar o ângulo de
posição do rotor, e a partir desta informação, estimar a velocidade do motor.
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
3.4.1
62
Estimar o Ângulo de Posição do Rotor
Este módulo de software implementa um algoritmo para estimar a posição do rotor
baseado em um observador sliding-mode. Este módulo é visualizado na Figura 35.
Figura 35 – Bloco do estimador do ângulo de posição do rotor (TEXAS INSTRUMENTS,
2014).
O diagrama de blocos do bloco da Figura 35 é composto por um observador de
corrente sliding-mode e um gerador de controle impulsionado por erro entre a corrente
estimada do motor e a corrente real do motor.
A Figura 36 é uma ilustração de um sistema de controle de ímã permanente motor
síncrono com base no princípio de orientação do campo. O conceito básico da orientação do
campo é baseada no conhecimento da posição do fluxo do rotor e posicionando o vetor de
corrente do estator em ângulo ortogonal ao fluxo do rotor para a produção de torque ideal.
A implementação mostrada na Figura 36 deriva da posição do rotor do fluxo de retorno
do codificador. No entanto, o codificador aumenta o custo e complexidade do sistema.
Figura 36 – Controle de Campo Orientado de PMSM (TEXAS INSTRUMENTS, 2014).
Por conseguinte é ideal se as informações de posição fluxo do rotor pode ser derivada
da medição de tensões e correntes. A Figura 37 mostra o diagrama de blocos de um sistema
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
63
de controle PMSP sem sensor de fluxo do rotor em que a posição é derivada da medição
das correntes do motor e do conhecimento dos comandos de tensão do motor.
Figura 37 – Controle de Campo Orientado Sensorless de PMSM (TEXAS INSTRUMENTS, 2014).
Este módulo de software implementa um estimador de posição fluxo do rotor
baseado em um observador atual modo de deslizamento. Como mostrado na Figura 38, as
entradas para o estimador são correntes e tensões de fase do motor expresso em 𝛼 − 𝛽 de
coordenadas.
Figura 38 – Estimador de posição baseado no fluxo do rotor do Sliding Mode (TEXAS
INSTRUMENTS, 2014).
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
64
A Figura 39 é uma ilustração das estruturas de coordenadas e vetores de tensão e
de corrente de PMSM, com a, b e c sendo os eixos de fase e 𝛼 e 𝛽 sendo uma coordenada
cartesiana fixa alinhada com a fase a. As coordenadas d e q são cartesianas de rotação
alinhada com o fluxo. 𝑉𝑠 , 𝐼𝑠 e 𝑒𝑠 são tensões de fase do motor, corrente e os vetores back
emf (cada um com duas entradas de coordenadas), respectivamente. Todos os vetores
são expressados nas coordenadas 𝛼𝛽 para esse discussão. As coordenadas 𝛼𝛽 são obtidas
através da aplicação da transformação de CLARKE às suas correspondentes representações
de fase.
Figura 39 – Coordenadas e vetores de tensão e de corrente de PMSM (TEXAS INSTRUMENTS, 2014).
A Equação 3.4 é modelo matemático de PMSM na coordenada 𝛼𝛽.
𝑑
𝑖𝑠 = 𝐴𝑖𝑠 + 𝐵(𝜐𝑠 − 𝑒˜𝑠 )
𝑑𝑡
(3.4)
Sendo que A é uma matrix definida pela Equação 3.5.
𝐴=
−𝑅
.𝐼2
𝐿
(3.5)
B também é uma matriz e definida pela Equação 3.6.
𝐵=
1
.𝐼2
𝐿
(3.6)
Onde, 𝐿 = 23 .𝐿𝑚 .
O sliding mode current observer consiste de um observador de corrente e um
gerador de controle bang-bang impulsionado por erro entre correntes do motor estimados e
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
65
correntes do motor reais. As equações matemáticas para o gerador de observador e controle
são dadas por pelas equações Equação 3.7 e a Equação 3.8.
𝑑˜
𝑖𝑠 = 𝐴𝑖˜𝑠 + 𝐵(𝜐𝑠* − 𝑒˜𝑠 + 𝑧)
𝑑𝑡
(3.7)
𝑧 = 𝑘𝑠𝑖𝑔𝑛(𝑖˜𝑠 − 𝑖𝑠 )
(3.8)
O objetivo do controle bang-bang z é controlar o erro da corrente estimada para
zero. Isso ocorre através da seleção adequada de k e formação correta do BEMF estimado,
𝑒𝑠 . Nota-se que o símbolo ∼ indica uma variável estimada. O símbolo * indica que a
variável é um comando.
A forma discreta das Equação 3.7 e a Equação 3.8 são dadas pela Equação 3.9 e
Equação 3.10.
𝑖˜𝑠 (𝑛 + 1) = 𝐹 𝑖˜𝑠 (𝑛) + 𝐺(𝜐𝑠* (𝑛) − 𝑒˜𝑠 (𝑛) + 𝑧(𝑛))
(3.9)
𝑧(𝑛) = 𝑘𝑠𝑖𝑔𝑛(𝑖˜𝑠 (𝑛) − 𝑖𝑠 (𝑛))
(3.10)
As matrizes F e G são dadas por Equação 3.11 e Equação 3.12.
𝑅
𝐹 = 𝑒− 𝐿 𝑇𝑠 𝐼2
𝐺=
(3.11)
𝑅
1
(1 − 𝑒− 𝐿 𝑇𝑠 )𝐼2
𝑅
(3.12)
O BEMF estimado é obtido filtrando o controle bang-bang, z, com um filtro passabaixa de primeira ordem descrito na Equação 3.13.
𝑑
𝑒˜𝑠 = −𝜔0 𝑒˜𝑠 + 𝜔0 𝑧
𝑑𝑡
(3.13)
O parâmetro 𝜔0 é definido como sendo, 𝜔0 = 2𝜋𝑓0 , onde 𝑓0 representa a frequência
de corte do filtro. A forma discreta da Equação 3.13 é dado pela Equação 3.14.
𝑒˜𝑠 (𝑛 + 1) = 𝑒˜𝑠 (𝑛) + 2𝜋𝑓0 (𝑧(𝑛) − 𝑒˜𝑠 (𝑛))
(3.14)
O ângulo de fluxo do rotor estimado baseado na Equação 3.15 para o BEMF.
⎡
⎤
− sin 𝜃 ⎦
3
𝑒𝑠 = 𝑘𝜔 ⎣
2
cos 𝜃
(3.15)
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
66
Portanto, dado o BEMF estimado, a estimativa da posição do rotor pode ser
calculada baseada na Equação 3.16.
𝜃˜𝑒 = arctan(−𝑒˜𝑠𝛼 , 𝑒˜𝑠𝛽 )
(3.16)
O diagrama de blocos desse módulo que estima a posição do rotor pode ser
visualizado na Figura 40. Ele é descrito por setas para facilitar o entendimento de seu
funcionamento. Tem como parâmetros de entrada as correntes e tensões no sistema 𝛼𝛽.
Será explicado o diagrama de blocos para a componete alfa, pois o diagrama com as
componentes beta possui o mesmo funcionamento.
Em (1) a tensão do estator no eixo alfa estacionário é o parâmetro de entrada que
será somado a duas varíaveis. Em (2), o sinal será multiplicado a um ganho de controle
que depende do motor. Em (3), o sinal é somado a um outro sinal que é a multiplicação
dois blocos que são parâmetros dependentes do motor. Esse sinal somado se configura
como um integrador que realiza um processo de soma infinitesimal do sinal decorrente
da variação do sinal de entrada conforme sua variação no intervalo de tempo analisado.
Em (4), o sinal é o que subtrai a corrente do estator estimada da corrente real do estator
transformada pela Transformada Clarke. Multiplica-se esse sinal por um ganho que é o
inverso de E0. Esse sinal é visto em (5). Após, o sinal em (6) sairá limitado. O sinal é
multiplicado por um parâmetro de ganho de controle do escorregamento, esse sinal é visto
em (7), esta parte do circuito calcula o controle do escorregamento. Em (8), o sinal é
subtraido. Em (9), o sinal é multiplicado pelo bloco pelo ganho do filtro no controle do
escorregamento. Em (10), tem-se o sinal somado novamente, esta parte do circuito é o
filtro do controle de escorregamento. Em (11), esse sinal é multiplicado por um ganho,
com valor -1. Em (13), o sinal do sistema alfa, assim com o sinal beta que é o inverso de
alfa, são variáveis de entrada para o bloco do arco tangente, este bloco é responsável pelo
cálculo do ângulo do rotor. Esse sinal tem formato triangular e em (14) ele sofre um offset
de 𝜋, saindo assim, entre 0 e 2𝜋.
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
67
Figura 40 – Circuito do estimador do ângulo de posição do rotor.
A partir da explicação teórica e o circuito elétrico montado no PSIM foi feito um
programa no ambiente Matlab / Simulink a fim de estimar a posição do ângulo do rotor.
O script do programa encontra-se no Âpendice A.
Com o ângulo do rotor estimado o seu valor será utilizado para o estimar a
velocidade do motor.
3.4.2
Estimar a Velocidade a Partir do Ângulo de Posição do
Rotor
Este módulo, mostrado na Figura 41, calcula a velocidade do motor com base
na estimativa da posição do rotor em que a informação de direção de rotação não está
disponível.
Figura 41 – Bloco do estimador de velocidade a partir do ângulo estimado do rotor
(TEXAS INSTRUMENTS, 2014).
O funcionamento desse bloco será detalhado a seguir, com o intuito de estimar a
velocidade do motor de indução. As formas de onda típicas do sinal que representa o ângulo
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
68
de posição do rotor, 𝜃𝑒 , podem ser visualizadas na Figura 42. Assumindo que a direção de
rotação não está disponível, o diferencial opera dentro dos limites. Esta faixa diferenciável
não perde significativamente a informação para calcular a velocidade estimada.
Figura 42 – As formas de onda da posição do rotor em ambos os sentidos. (TEXAS
INSTRUMENTS, 2014).
A equação diferencial de posição do rotor pode ser expressa como se segue na
Equação 3.17.
𝜔𝑒 (𝐾) = 𝐾1 (𝜃𝑒 (𝐾) − 𝜃𝑒 (𝐾 − 1))
Onde, 𝐾1 =
(3.17)
1
.
𝑓𝑏 𝑇
Além disso, a velocidade do rotor é filtrado por um passa-baixa a fim de reduzir o
ruído gerado pelo amplificador diferenciador puro. Um filtro de primeira ordem é usado,
então a velocidade do rotor real é mostrada na saída do filtro passa-baixa, visto na seguinte
equação. A equação de tempo contínuo do filtro passa-baixa de primeira-ordem é mostrada
na Equação 3.18.
𝑑𝜔^𝑒
1
= (𝜔𝑒 − 𝜔^𝑒 )
𝑑𝑡
𝜏𝑐
(3.18)
1
Onde, 𝜏𝑐 = 2𝜋𝑓
é a constante de tempo do filtro passa-baixas em (s), e 𝑓𝑐 é a
𝑐
frequência de corte em (Hz). Então a velocidade estimada é dada pela Equação 3.19.
𝜔^𝑒 (𝐾) = 𝐾2 𝜔^𝑒 (𝐾 − 1) + 𝐾3 𝜔𝑒 (𝐾)
(3.19)
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
Sendo, 𝐾2 =
𝜏𝑐
,
𝜏𝑐 +𝑇
e 𝐾3 =
69
𝑇
.
𝜏𝑐 +𝑇
O circuito do estimador de velocidade está ilustrado na Figura 43.
O mesmo procedimento será utilizado para descrever o funcionamento do estimador
de velocidade. Foram enumeradas as sequências para melhor entendimento. O ângulo do
rotor estimado que é a variável de entrada do bloco foi multiplicado por um ganho no qual
o sinal triangular varia agora entre 0 e 1.
Em (1), o sinal triangular será comparado de forma que se ele ficar entre um limite
mínimo e um limite máximo, nos comparadores, irá selecionar no multiplexador a chave
que enviará o sinal vindo de (3). Se o sinal estiver fora desse intervalo, o sinal enviado no
multiplexador será o vindo de (4). O sinal em (2) é o resultado de um derivador discreto,
onde o sinal de entrada é subtraido por ele mesmo com uma amostra atrasada. Esse sinal
será multiplicado pelo ganho 𝐾1 . Essa variável é dependente da frequência base e do
período de amostragem. Em, (5), o sinal que será na saída do multiplexador depende do
sinal vindo de (1). Em (6), o sinal será multiplicado pelo parâmetro 𝐾3 . Esse parâmetro
depende da frequência de corte do filtro e do período de amostragem. Em (7), o sinal é
a velocidade estimada atrasada multiplicada ao parâmetro 𝐾2 . Esse parâmetro também
é dependente da frequência de corte do filtro e do período de amostragem. Tem-se que
𝐾3 = 1 - 𝐾2 . O sinal em (9) é a soma do (7) e (6), porém limitado em 1 e -1. Esse sinal
multiplicado a uma constante, dará o valor da velocidade em rpm.
Figura 43 – Circuito do estimador de velocidade.
A partir da explicação teórica e simulação do modelo no PSIM foi construído um
programa no ambiente Matlab / Simulink a fim de estimar a velocidade do motor. O script
do bloco que estima a velocidade encontra-se no Âpendice B.
Capítulo 3. Desenvolvimento Prático
3.5
70
Conclusão
Este capítulo apresentou o protótipo, o modelo de controle escalar (V/F) utilizado
no controle do motor de indução trifásico, bem como a fundamentação teórica e programação do estimador de velocidade. A implementação do controle foi feita utilizando-se o
processador TMS320F28335 da Texas Instruments. A prototipagem rápida foi a técnica
utilizada para a programação do controle do projeto. No capítulo seguinte serão comparadas as simulações dos controles propostos com os resultados experimentais obtidos em
laboratório.
71
4 RESULTADOS E DISCUSSÃO
Neste capítulo, serão apresentados os resultados obtidos a partir de cada procedimento experimental demonstrado no Capítulo 3. Primeiro, será verificado o funcionamento
do protótipo com o controle escalar em malha aberta. Em seguida, o sistema em malha
aberta com o estimador de velocidade.
Neste presente experimento, foram realizadas as aquisições de dados com a configuração do protótipo modificada utilizando o retificador monofásico da bancada em três
configurações distintas:
∙ Protótipo com retificador monofásico;
∙ Protótipo com retificador dobrador de tensão;
∙ Protótipo com retificador dobrador de tensão com o neutro curto-circuitado ao
neutro do motor.
A ideia é o retificador do protótipo fornecer valores diferentes de tensões contínuas
para o inversor trifásico para cada configuração. Foram coletados os dados do protótipo
para essas ocasiões. Em seguida, foram comparados os resultados obtidos a fim de se
concluir qual a melhor opção para o funcionamento do protótipo.
4.1
Funcionamento do Protótipo
4.1.1
Protótipo com o Retificador Monofásico
O retificador que é alimentado pela tensão alternada da rede em 127 V, (tensão
eficaz), funciona como uma fonte CC, responsável por alimentar o inversor trifásico que é
um conversor CC/CA com topologia Half-Bridge. O sinal da tensão alternada da rede é
mostrado na Figura 44. Foi utilizada uma ponteira de tensão na escala 1:100 que possui um
sistema de atenuação e condicionamento de sinal para a aquisição dos sinais no osciloscópio.
Em relação a tensão de saída do retificador monofásico, este terá um valor de
tensão de pico dado pela Equação 4.1.
√
𝑉𝑝 = 𝑉𝑒𝑓 . 2
(4.1)
Substituindo os valores na Equação 4.1, obtem-se o valor da tensão de pico. Com o
auxílio do multímetro TRUE RMS foi anotado o valor rms da tensão de entrada que é de
√
𝑉𝑒𝑓 = 127.2 V. Portanto, a tensão de pico teórica é 𝑉𝑝 = 127.2 2 = 179.60 V. Novamente,
Capítulo 4. Resultados e Discussão
72
Figura 44 – Sinal da tensão alternada da rede.
com o multímetro, foi medida o valor da tensão CC diretamente na saída do retificador
monofásico e seu valor era de 171.7 V. O sinal da tensão do link CC pode ser visualizado
na Figura 45.
Figura 45 – Sinal da Tensão de entrada retificada.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
73
A Figura 46 ilustra o retificador monofásico presente em bancada utilizado no
projeto, cujo modelo elétrico está ilustrado na Figura 27. A ponte retificadora é o componente da placa no qual é composto por um conjunto de diodos, normalmente de 4, para as
versões monofásicas.
Figura 46 – Retificador Monofásico.
Essa tensão contínua é responsável por alimentar as chaves do inversor trifásico.
De acordo com as especificações encontradas no datasheet do módulo IGBT usado no
inversor, o dispositivo é um módulo composto por seis IGBT com seus respectivos drivers,
onde a tensão de bloqueio máximo no IGBT é de 600 V e a corrente de 10 A. A Figura 47
ilustra o módulo IGBT modelo IRAMS10UP60A. Portanto, com a tensão do link CC em
171.7 V o acionamento do módulo IGBT ocorrerá normalmente.
Figura 47 – Módulo IGBT.
A Figura 48 ilustra o inversor trifásico do protótipo, cujo modelo elétrico está
ilustrado na Figura 26.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
74
Figura 48 – Inversor utilizado no protótipo.
O valor do sinal da tensão de linha é dado na Equação 4.2.
𝑉𝑟𝑚𝑠
√
3.𝑉𝑐𝑐
= √
2.2
(4.2)
sendo, o valor de 𝑉𝑐𝑐 = 171.7V, portanto o valor teórico da tensão de linha
𝑉𝑟𝑚𝑠 = 105.14V. Com o auxílio do multímetro foi anotado o valor da tensão eficaz de linha
na alimentação do motor de 𝑉𝑟𝑚𝑠 = 104.5V. A Figura 49 ilustra o sinal da tensão de linha
entre as fases A e B da saída do inversor. Pode-se observar o formato de onda do sinal
de tensão de linha do motor que tem aspecto de um sinal quadrado de 3 níveis em alta
frequência.
Figura 49 – Tensão de Linha entre as fases A e B.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
75
A tensão de fase na saída do inversor é dado pela Equação 4.3.
𝑉𝑐𝑐
𝑉𝑓 𝑛 = √
2.2
(4.3)
Portanto, substituindo os valores na Equação 4.3, é obtido um valor teórico para a
tensão de fase 𝑉𝑓 𝑛 = 105.14V. A tensão de fase medida no protótipo em funcionamento
foi de 𝑉𝑓 𝑛 = 104.5V. A Figura 50 mostra o sinal da tensão da fase B na saída do inversor
trifásico.
Figura 50 – Tensão da Fase B.
Os sinais de correntes de linha foram coletados na saída da placa de condicionamento
de sinal de corrente. Elas estão defadas em 120 graus. Os sinais de corrente condicionadas
referentes a duas fases da saída do inversor são visualizadas na Figura 51.
Figura 51 – Sinal de corrente de linha da fase A e B.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
76
Apesar do protótipo não possuir nenhum filtro entre a saída do inversor e o motor
para melhorar a qualidade do sinal de alimentação do motor, este se encontra conectado na
configuração estrela. A vantagem dessa configuração é que o aspecto do sinal da corrente
é preservado como uma senóide devido ao fato da configuração estrela funcionar como se
fosse um filtro. O valor nominal da tensão de operação do motor trifásico é de 380 V e sua
corrente nominal é 1.5 A. O motor está ilustrado na Figura 52.
Figura 52 – Motor utilizado em bancada.
4.1.2
Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão
Toda a análise realizada no protótipo com o retificador monofásico foi realizada
novamente, porém a única alteração no circuito retificador monofásico para esta nova
análise foi que sua conexão modificou-se para operar como dobrador de tensão. Em
relação à tensão de saída do retificador monofásico dobrador de tensão, esta é dada pela
Equação 4.4.
𝑉𝑐𝑐 = 2.𝑉𝑝
(4.4)
√
Porém, 𝑉𝑝 = 2.𝑉𝑟𝑚𝑠 . Portanto, o valor teórico para a tensão no link CC é de
𝑉𝑐𝑐 = 359.77. Quando medido com o multímetro na saída do dobrador de tensão, o valor da
tensão CC era de 349 V. O sinal da tensão do link CC pode ser visualizado na Figura 53.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
77
Figura 53 – Sinal da tensão da rede retificada com o dobrador de tensão.
O valor da tensão de linha é dado pela Equação 4.2 e para esta análise o valor é de
𝑉𝑐𝑐 = 349V, portanto o valor teórico da tensão de linha é 𝑉𝑟𝑚𝑠 = 213.71V. Com o auxílio
do multímetro foi anotado o valor da tensão eficaz de linha na alimentação do motor de
𝑉𝑟𝑚𝑠 = 210.6V. Pode-se observar o formato de onda do sinal de tensão de linha do motor
que tem aspecto de um sinal quadrado de 3 níveis em alta frequência. A Figura 54 ilustra
o sinal da tensão de linha entre as fases A e B da saída do inversor.
Figura 54 – Sinal da tensão de linha entre as fases A e B.
O valor da tensão de fase é obtido pela Equação 4.3. Portanto, substituindo os
valores na Equação 4.3, é obtido um valor teórico para a tensão de fase 𝑉𝑓 𝑛 = 123.4V. A
tensão de fase medida no protótipo em funcionamento foi de 𝑉𝑓 𝑛 = 121.9V. A Figura 55
mostra o sinal da tensão de fase na saída do inversor trifásico.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
78
Figura 55 – Sinal da tensão da fase B.
Os sinais de correntes de linha foram coletados. Elas estão defadas em 120 graus.
Os sinais de corrente condicionadas referente a duas fases da saída do inversor é visualizada
na Figura 56.
Figura 56 – Sinal da corrente de linha das fases A e B.
4.1.3
Protótipo com o Retificador Dobrador de Tensão com o
Neutro Ligado ao Neutro do Motor
O retificador monofásico para esta análise foi conectado na configuração dobrador
de tensão, porém o neutro da sua configuração foi curto-circuitado com o neutro do motor
trifásico, como mostra a Figura 57.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
79
Figura 57 – Protótipo com o neutro do motor com a referência do inversor.
A tensão de saída do retificador monofásico pra essa análise é dada pela Equação 4.4.
Portanto, o valor teórico para a tensão no link CC é de 𝑉𝑐𝑐 = 359.77V. A tensão de saída
do retificador foi coletada com o auxílio do multímetro, de modo que seu valor foi de
𝑉𝑐𝑐 = 358𝑉 .
O valor da tensão de linha é dado pela Equação 4.2, para esta análise o valor de
𝑉𝑐𝑐 = 351V, portanto o valor teórico da tensão de linha é 𝑉𝑟𝑚𝑠 = 214.94V. Com o auxílio
do multímetro, foi anotado o valor da tensão eficaz de linha na alimentação do motor de
𝑉𝑟𝑚𝑠 = 212V. Pode-se observar o formato de onda do sinal de tensão de linha do motor
que tem aspecto de um sinal quadrado de 3 níveis em alta frequência. A Figura 58 ilustra
o sinal da tensão de linha entre as fases A e B da saída do inversor.
Figura 58 – Sinal da tensão de linha entre as fases A e B.
O valor da tensão de fase é obtido pela Equação 4.3. Portanto, substituindo os
Capítulo 4. Resultados e Discussão
80
valores na Equação 4.3, é obtido um valor teórico para a tensão de fase 𝑉𝑓 𝑛 = 124.09V. A
tensão de fase medida no protótipo em funcionamento foi de 𝑉𝑓 𝑛 = 123.6V. A Figura 59
mostra o sinal da tensão de fase na saída do inversor trifásico.
Figura 59 – Sinal da tensão da fase B.
Ao utilizar os dobradores de tensão, consegue-se aumentar a tensão do link CC,
o que acarreta em uma tensão de linha maior, comparado ao retificador monofásico sem
dobrador. Quanto mais próximo a tensão de linha for da tensão nominal do motor, o
desempenho do sistema será melhor, pois consegue-se aumentar a região linear do controle
V/F, onde a relação tensão pela frequência é mantida constante, portanto é possível variar
mais a velocidade mantendo o torque constante. Porém, ao analisar-se o sinal de fase do
sistema do dobrador com os neutros curto-circuitados, esta possui um aspecto diferente
comparado aos outros sinais coletados. Isso pode ter sido acarretado pelos efeitos de ruídos.
Uma dos prováveis causadores de ruídos é o efeito da distorção harmônica; que é um tipo
de energia suja, normalmente associada à crescente quantidade de acionamentos estáticos,
fontes chaveadas e outros dispositivos eletrônicos associado com cargas não lineares. Estas
perturbações no sistema podem normalmente ser eliminadas com a aplicação de filtros de
linha.
Esses resultados experimentais foram obtidos a partir da execução do circuito da
Figura 30, explicado no capítulo anterior.
4.2
Controle do Protótipo com o Estimador
Com os resultados obtidos para o controle do protótipo em malha aberta, agora
é adicionado ao diagrama o bloco do estimador de velocidade programado. O diagrama
de blocos do programa com o estimador está ilustrado na Figura 60. Este estimador é
composto por dois blocos essencias, já citados e explicados no capítulo anterior.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
81
Figura 60 – Controle em malha aberta com estimador.
É realizada a aquisição das correntes das fases A e B da saída do inversor trifásico
pela placa de condicionamento de sinais que pode ser visualizada na Figura 61. Os sinais
de correntes são enviados para as entradas A/D do processador. O processador utilizado
na bancada pode ser visto na Figura 62.
Figura 61 – Placa de condicionamento de sinais de corrente.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
82
Figura 62 – DSC TMS320F28335.
Os sinais de corrente lidos pelo conversor A/D são tratados inicialmente por um
bloco de ajuste de escala, ficando condicionados a valores na faixa de ±1.5. Após o ajuste de
escala, os sinais passam pela transformação de Clarke, resultando em dois sinais defasados
em 90 graus no sistema 𝛼𝛽. A Figura 63 ilustra essa situação.
Figura 63 – Bloco da transformada de Clarke.
Para analisar o desempenho do código de programa implementado para o estimador
primeiramente, foram realizadas simulações no PSIM e no Matlab / Simulink. De acordo
com a Figura 40, tem-se como saída o sinal mostrado na Figura 64. A simulação realizada
no Matlab / Simulink é visualizada na Figura 65.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
83
Figura 64 – Ângulo de posição do rotor estimado simulado no PSIM.
Figura 65 – Ângulo de posição do rotor estimado simulado no Matlab / Simulink.
Agora que já se sabe como o bloco estimador do ângulo de posição do rotor se
comporta, foi coletado o sinal de saída do bloco quando a bancada estava em funcionamento.
A bancada estava com o retificador monofásico de tensão como dobrador de tensão. A
Figura 66 ilustra o sinal triangular na saída do bloco.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
84
Figura 66 – Ângulo de posição do rotor estimado.
Portanto, fazendo-se uma comparação visual do sinal de simulação e o experimental, é possível concluir que o bloco programado atende às exigências, pois o sinal
triangular experimental apresenta o mesmo aspecto dos sinais simulados com frequência
em aproximadamente 60 Hz.
O mesmo procedimento é realizado com o bloco responsável por estimar a velocidade
a partir do ângulo do rotor estimado. A Figura 67 ilustra o sinal que representa a velocidade
estimada em rpm.
Figura 67 – Sinal do bloco que estima a velocidade a partir do ângulo de posição do rotor
simulado no Matlab / Simulink.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
85
O circuito da Figura 43 também foi simulado. O resultado encontra-se na Figura 68.
Esse sinal representa a velocidade estimada em rpm.
Figura 68 – Sinal do bloco que estima a velocidade a partir do ângulo de posição do rotor
simulado no PSIM.
Ambos os circuitos foram simulados com os parâmetros do motor de indução do
PSIM. A velocidade estimada para a simulação do circuito do Matlab / Simulink se estabilizou em 740.3 rpm. Já a velocidade estimada para a simulação feita no PSIM estabilizou-se
em 750 rpm. Apesar de ocorrer uma diferença de aproximadamente 1.35% entre os valores,
esse resultado não se torna preponderante para invalidar o código programado. Portanto,
para se obter a estimativa da velocidade, era necessário encontrar os valores dos parâmetros
do motor de indução, como já haviam sido realizados ensaios no motor da bancada estes
valores, foram utilizados no código do programa. O código com seus respectivos valores
encontra-se no Apêndice B.
O valor obtido para a estimativa da velocidade do motor de indução da bancada
foi de 1791 rpm visto no tacômetro. Na saída do conversor D/A, uma tensão de 3.3 V
foi medida no multímetro. De acordo com a parametrização, 3.3 V no D/A da saída do
processador é o valor de tensão que representa uma velocidade de 1800 rpm. Apesar da
diferença, este valor pode ser considerado aceitável.
Capítulo 4. Resultados e Discussão
4.3
86
Conclusão
Este capítulo apresentou os resultados obtidos para o funcionamento do protótipo
em três análises possíveis. Foram coletados sinais de tensão e corrente na saída do inversor
com o controle em malha aberta a fim de comparar o desempenho do protótipo nas três
análises diferentes. As medições práticas tiveram valores próximos aos valores teóricos.
Após, foi acrescentado ao bloco do controle o bloco do estimador de velocidade. Foram
realizadas simulações e coletados os resultados obtidos em bancada para comprovar a
eficiência da programação do estimador. No capítulo seguinte, são feitas as considerações
finais.
87
5 CONCLUSÃO
Neste trabalho foi apresentada a estrutura física de um protótipo usado para o
acionamento e controle das máquinas CA, estudos sobre acionamentos de motores de
indução trifásicos, onde mostrou-se as definições e as desvantagens e vantagens dos tipos
de controle. O controle escalar V/F traz benefícios diretamente relacionados à utilização
dos motores de indução trifásicos. Apresentaram-se as principais vantagens dos motores
de indução em relação às máquinas CC.
O funcionamento do inversor foi explicado detalhadamente. O protótipo implementado possui controle escalar, através da relação V/F constante. Sua programação foi
baseada na técnica de prototipagem rápida, o que mostrou ser uma opção eficaz para
usuários que não possuem conhecimento sobre hardware de processadores. O programa
utilizado para a programação foi o Simulink do Matlab, onde existe a possibilidade de
utilizar os blocos da biblioteca do programa ou de serem criados a partir de linhas de
códigos. Outra vantagem é que o programa gerado pelo Simulink pode ser alterado no
Code Composer que é o programa específico de programação dos processadores da Texas
Instruments, na qual foi escolhido o DSC TMS320F28335 para a implementação do PWM.
No capítulo 3 foi apresentado todo o projeto do protótipo implementado. Foi
detalhada a estrutura física da bancada, bem como o funcionamento do controle em malha
aberta e a teoria do estimador de velocidade implementado.
No capítulo 4 verificou-se o desempenho do protótipo para três análises distintas.
Entre os experimentos realizados no protótipo destaca-se principalmente a verificação das
formas de onda de saída do inversor. Essa análise foi realizada com o controle do protótipo
em malha aberta. Em seguida, foi adicionado ao protótipo, o estimador de velocidade
programado. O intuito de se fazer um estimador de velocidade programável é que ele
substitua dispositivos eletroeletrônicos, como o encoder, viabilizando os custos do projeto.
Após os resultados obtidos foi possível verificar que seu desempenho ocorreu de forma
satisfatória. Portanto, para trabalhos futuros, sugere-se a implementação de um controle
por malha fechada, utilizando o estimador de velocidade programado ou até mesmo um
encoder no eixo do motor.
88
6 REFERÊNCIAS
ASHFAQ, AHMED. Eletrônica de Potência. 2000.
MARTINS, Denizar Cruz; BARBI, Ivo. Eletrônica de potência: introdução
ao estudo dos conversores CC-CA . Edição dos Autores, 2005.
BARR, Michael. Pulse width modulation. Embedded Systems Programming, v. 14,
n. 10, p. 103-104, 2001.
BOSE, Bimal K. Modern power electronics and AC drives. USA: Prentice
Hall, 2002.
CÂMARA, Helder T. Uma Contribuição ao Controle De Motores de Indução Trifásicos Sem o Uso de Sensores Mecânicos. 2007. 207f. Tese (Doutorado em
Engenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa Maria. Santa Maria, 2007.
CHELES, M.; Sammoud H. Sensorless Field Oriented Control (FOC) of an AC
Induction Motor (ACIM). 2008
Dazhi, W., Renyuan, T., Hui, J., et alii (2004). Sensorless-speed control strategy of
induction motor based on artificial neural networks. Fifth World Congress on Intelligent
Control and Automation (WCICA), vol. 5, pp. 4467-4471.
DINIZ, C. F.; Combate ao disperdício de energia. Escola politécnica de Pernambuco.
Rev. 07/2013 P Disponível em: http://cfd.poli.br/prof-carlos-frederico-diniz. Acesso em
Agosto de 2014.
FARIAS. Acionamento de Motores Assíncronos Trifásicos e Monofásicos. Rev.
02/2011 P Disponível em: http://www.joinville.udesc.br/portal/professores/farias/materiais/.
Acesso em Julho de 2014.
FRANCHI, CLAITON MORO. Inversores de freqüência. Teoria e Aplicação,
1 Edição, 2008.
a
Capítulo 6. REFERÊNCIAS
89
GARCIA, Ariovaldo V. Motor de indução. O artigo apresenta conceitos sobre
motores de, 1998.
GASTALDINI, Cristiane C. Controle de Velocidade Sensorless de Motores
de Indução trifásicos sujeitos a distúrbios de torque. 2008. 139f. Dissertação (Mestrado em Engenharia Elétrica) – Universidade Federal de Santa Maria. Santa Maria, 2008.
GE. Notas Técnicas Motores - Motor de Indução de Corrente Alternada. Disponível
em: http://www.geindustrial.com.br/download/artigos/nt01.pdf. Acesso em Agosto de
2014.
HERNÁNDEZ, J. R., 1999, Implementação digital utilizando DSP do controle por
orientação do fluxo do rotor: métodos direto e indireto. Dissertação de mestrado, FEEC,
Campinas.
IRF, IRAMS10UP60A Datasheet (PD-94640 Rev I): Disponível em:
http://www.irf.com/product-info/datasheets/data/irams10up60a.pdf. Acesso em: Outubro
de 2014
JACOBINA, C. B., 2005, Sistemas de Acionamento Estático de Máquina Elétrica.
Campina Grande.
KABOLI, Shahriyar; ZOLGHADRI, Mohammad R.; VAHDATI-KHAJEH, Esmaeel. A Fast Flux Search Controller for DTC-Based Induction Motor Drives. IEEE Trans.
On Industrial Electronics. v.54, n.5, p. 2407-2416, out/2007.
KRAUSE, Paul C. et al. Analysis of electric machinery and drive systems.
John Wiley 𝜀 Sons, 2013.
Krishnan, R. (2001). Electric Motor Drives - Modeling, Analysis, and Control.
Upper Saddle River, New Jersey, Prentice Hall, inc.
LEONHARD, W., 1985, Control of Electrical Drives. Springer-Verlag, Berlin, Germany.
LORENZ, R. D., LIPO, T. A., NOVOTNY, D. W., Motion Control with induction
Capítulo 6. REFERÊNCIAS
90
motors, 1994. Proceedings of IEEE-IAS, vol. 82.
OGATA, Katsuhiko; LEONARDI, Fabrizio. Engenharia de controle moderno
. Prentice Hall, 2003.
OLIVEIRA, A. P. Estudo comparativo e análise computacional de inversores alimentados por tensão e por corrente. Universidade federal do Espírito Santo, Vitória, P Disponível em http://www2.ele.ufes.br/ projgrad/documentos/PG20082/alissonpenasoaresoliveira.pdf.
Acesso em Agosto de 2014.
PINHEIRO, H. Chaves de partida para motores trifásicos de indução. Instituto
Federal de Educação, Ciência e Tecnologia, Mossoró, P Disponível em
http://www.dsee.fee.unicamp.br/ sato/ET515/node67.html. Acesso em Julho de 2014.
POMILIO, José A. Eletrônica de potência. Disponível on-line] URL: http://www.
dsce. fee. unicamp. br/ antenor/pdffiles/eltpot/cap5. pdf, 1998. Acesso em: Julho de 2014.
RABELO. Partida de Motores de Indução Trifásicos. P Disponível em:
http://www.ppgel.net.br/rabelo/ensino/maquinasII/partida2.pdf. Acesso em Julho de
2014.
RANGEL, V.; CARDOSO, W.; ROBERTO, W. Controle e velocidade de motores
de indução trifásica em malha fechada. Disponível em:
http://www.essentiaeditora.iff.edu.br/index.php/BolsistaDeValor/article/view/1841/1019.
Acesso em Outubro de 2014.
RASHID, Muhammad H. Eletrônica de potência: circuitos, dispositivos e
aplicações. Makron, 1999.
SANTISTEBAN, J. A., 2001, Vector Control methods for induction machines: An
overview, IEEE Transactions on Education, Vol. 44.
SILVA, N. da; GAINO, R.; COVACIC, M. R. Bancada didática para acionamento
e controle de motores ca controlada por dsc programado em ambiente matlab / simulink.
In: COBENGE, 2014, Juiz de Fora.
Capítulo 6. REFERÊNCIAS
91
SILVA, N. da; GAINO, R.; COVACIC, M. R.; NUNES, W.; JUNIOR, A.; COCCO
G.; GIUZIO, C.; LUPATTELI, R.; PIROLO, V.; RODRIGUES, P.; BASSI, P. Acionamento
de uma Cadeira de Rodas pela Percepção da Intensidade de Sopro e Sucção, com Motores
de Indução. In: CBEB, 24, 2014, Uberlândia.
SILVA, N. da; GAINO, R.; COVACIC, M. R.; NUNES, W.; JUNIOR, A.; RODRIGUES, M. Motores de indução trifásicos de alto rendimento com controle vetorial aplicado
a sistema embarcado de cadeira de rodas com comando por joystick. In: INDUSCON, 11,
2014, Juiz de Fora.
TAKAHASHI, Isao; NOGUCHI, Toshihiko. A New Quick-Response and High
Efficiency Control Strategy of an Induction Motor. IEEE Transactions on Industry
Applications. v.5, p.820, set/1986.
TEXAS INSTRUMENTS, TMS320F28335 Datasheet (SPRS439M June 2007 Revised August 2012). Disponível em: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/tms320f28335.pdf.
Acesso em Outubro de 2014.
Trzynadlowski, A. M. (2001). Control of Induction Motors, Academic Press.
WEG. Guia Técnico – Motores de Indução Trifásicos. Rev. 03/2014. Disponível em: http://ecatalog.weg.net/files/wegnet/WEG-motores-de-inducao-trifasicos-linhamaster-50009359-catalogo-portugues-br.pdf. Acessado em: Agosto de 2014.
Apêndices
93
APÊNDICE A – SCRIPT DO ESTIMADOR DE
POSIÇÃO DO ROTOR
Algorithm 1 Estimador de posição do rotor
1: function Theta = fcn(Valfa, Vbeta, Ialfa, Ibeta)
2: E0=1;
3: Gsmopos=0.285;
4: Fsmopos=0.936;
5: Kslide=0.103;
6: Kslf = 0.157;
7:
EstIalpha = (Fsmopos*EstIalpha) + (Gsmopos*(Valfa-Ealpha-Zalpha));
9: EstIbeta =(Fsmopos*EstIbeta) +(Gsmopos*(Vbeta-Ebeta-Zbeta));
10: IalphaError = EstIalpha - Ialfa;
11: IbetaError= EstIbeta - Ibeta;
8:
12:
13:
14:
15:
16:
17:
18:
19:
if (abs(IalphaError) < E0)
Zalpha = (Kslide*(IalphaError/E0));
elseif (IalphaError >= E0)
Zalpha = Kslide;
elseif (IalphaError <= -E0)
Zalpha = -Kslide;
end
20:
21:
22:
23:
24:
25:
26:
27:
if (abs(IbetaError) < E0)
Zbeta =(Kslide*(IbetaError/E0));
elseif (IbetaError >= E0)
Zbeta = Kslide;
elseif (IbetaError <= -E0)
Zbeta = -Kslide;
end
28:
Ealpha = Ealpha +(Kslf*(Zalpha-Ealpha));
30: Ebeta = Ebeta + (Kslf*(Zbeta-Ebeta));
29:
31:
Theta = atan2(-Ealpha,Ebeta);
33: Theta=Theta + pi;
32:
94
APÊNDICE B – SCRIPT DO ESTIMADOR DE
VELOCIDADE A PARTIR DA POSIÇÃO DO
ROTOR
Algorithm 2 Script do estimador de velocidade a partir da posição do rotor
1: function [Velocidaderpm,Velocidade] = fcn(tetavelho, Theta, x)
2:
3:
4:
5:
6:
7:
K1=200;
K2=0.9968681;
K3=0.0031319;
BaseRpm=1800;
y = 0;
8:
9:
temp = Theta - tetavelho;
10:
11:
12:
13:
14:
15:
if ((Theta < 0.8)&&(Theta > 0.2))
temp1 = K1*temp;
else
temp1= x;
end
16:
17:
temp2 = K2*x + K3*temp1;
18:
19:
20:
21:
22:
23:
24:
25:
if (temp2 > 1)
y = 1;
elseif (temp2 < (-1))
y = -1;
else
y = temp2;
end
26:
Velocidade = temp2 ;
28: Velocidaderpm = BaseRpm*Velocidade
27:
Anexos
96
ANEXO A – PRIMEIRA PÁGINA DO
DATASHEET DO IRAMS10UP60A