Anais do 12O Encontro de Iniciação Científica e Pós-Graduação do ITA – XII ENCITA / 2006 Instituto Tecnológico de Aeronáutica, São José dos Campos, SP, Brasil, Outubro, 16 a 19, 2006 DESENVOLVIMENTO DE UM ALGORITMO PARA A SIMULAÇÃO DO MOTOR DE INDUÇÃO TRIFÁSICO Helton Dutra Geaquinto UFSJ - Universidade Federal de São João del-Rei - MG. [email protected] José Tarcísio Assunção UFSJ - Universidade Federal de São João del-Rei - MG. [email protected] Resumo. Este trabalho apresenta o desenvolvimento de um software para a simulação do motor de indução trifásico e a determinação dos parâmetros do circuito equivalente, a partir dos dados de catálogo do fabricante. São utilizados fatores de correção dos parâmetros em função da freqüência,e feita a modelagem dinâmica utilizando o modelo dq0. É mostrado também o equacionamento do modelo proposto e resultado de algumas simulações. O método proposto e a implementação computacional garantem resultados precisos e confiáveis. O programa é feito em ambiente MATLAB, com interface gráfica para entrada de dados. Todas as equações deduzidas e utilizadas são aplicáveis aos motores de indução trifásicos de rotor tipo gaiola. Palavras chave: motor de indução, parâmetros do MIT, modelagem matemática, programação, MATLAB. 1. Introdução As máquinas de corrente alternada, em particular, as máquinas de indução, foram inventadas no século XIX, em torno de 1880, e sua evolução foi bastante rápida. Logo as máquinas de indução se tornaram o principal tipo de conversor eletromecânico, favorecendo a proliferação dos sistemas de corrente alternada. Essa posição de liderança das máquinas de indução nos mais diversos setores de atividade, particularmente na indústria, é mantida ainda hoje e deverá perdurar por bastante tempo. As máquinas de indução são robustas construtivamente, apresentam elevado rendimento e custo inicial baixo (Fitzgerald, 2003). Sua vida útil é projetada para um período de 20 anos, mas se forem utilizados dentro das especificações de projeto podem durar muito mais tempo (Assunção, 1990). O motor de indução trifásico (MIT) de rotor tipo gaiola é o tipo dominante no mercado de motores elétricos, e participa com mais de 97% das unidades vendidas. Aos motores de indução trifásicos cabe uma parcela importante do total da energia elétrica consumida no Brasil, cerca de 25%, sendo uma carga representativa tanto no setor industrial com 49% referente à força motriz, segundo dados do PROCEL - Programa Nacional de Conservação de Energia, como no setor comercial. Portanto, ações de conservação de energia nestes equipamentos revelam-se de grande importância. Recentemente, em 17 de outubro de 2001, foi sancionada a lei número 10.295 que dispõe sobre a Política Nacional de Conservação e Uso Racional de Energia, que prevê o estabelecimento de índices mínimos de eficiência energética, ou níveis máximos de consumo específico de energia para máquinas e aparelhos consumidores de energia, fabricados e comercializados no país. O motor elétrico de indução trifásico foi selecionado como o primeiro aparelho consumidor de energia a ser regulamentado. Sendo cada vez maior o interesse na aplicação do MIT, é necessária a análise mais cuidadosa do comportamento e desempenho desse tipo de motor (Assunção, 1990, Shindo, 2003), evitando assim motores sobredimensionados, que provocam uma considerável perda de energia. Neste sentido, a modelagem matemática do motor é fundamental para esta análise. Atualmente, devido à grande capacidade computacional disponível, são implementados algoritmos de identificação de parâmetros mais precisos e confiáveis (Aguirre, 2000). O circuito equivalente do MIT é um primeiro passo para se obter uma análise do desempenho e especificação do motor (Assunção, 1990; Lobosco, 1988). Além disso, com o circuito equivalente, é possível calcular a queda de tensão, correntes, perdas, conjugado. Esta análise do MIT é muito importante para uma melhor descrição do motor, que contribui para uma maior eficiência energética (Lobosco, 1988; NBR 7094, 2003). Neste trabalho é apresentado o desenvolvimento de um algoritmo e uma interface gráfica para a determinação dos parâmetros do circuito equivalente do MIT usando dados de catálogo do fabricante. Posteriormente uma modelagem dinâmica do mesmo (Ong, 1997; Krause, 1994; Cad, 2000) é feita. Foram comparados os conjugados de partida e nominal e os valores do fator de potência e rendimento disponíveis nos catálogos de fabricantes com os valores obtidos pelo método proposto e ,por meio dos erros calculados, é verificada a validade do método desenvolvido. O algoritmo foi desenvolvido em Matlab®. A implementação da interface gráfica facilita a entrada dos dados de catálogo que, de acordo com a (NBR 7094, 2003), deve ser fornecido pelo fabricante do motor. Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 2. Conceitos preliminares Nesta seção é feita uma breve descrição do MIT, do seu circuito equivalente e parâmetros físicos do mesmo. 2.1. Cicuito equivalente do MIT O motor de indução possui enrolamentos trifásicos distribuídos, simétricos e equilibrados no estator, que pode ser caracterizado por três bobinas concentradas. Cada fase é distribuída espacialmente por 120º no perímetro do estator, e cada enrolamento possui o mesmo número de espiras. O modelo matemático para a operação em regime permanente, chamado modelo de circuito equivalente, caracteriza a operação do motor de indução sob condição de alimentação senoidal e equilibrada, e com velocidade mecânica constante. O Circuito equivalente do motor de indução trifásico é normalmente representado por fase e referido ao estator, conforme ilustrado na a Figura 1. Figura 1 - Circuito equivalente do MIT. Em que: R1 = Resistência do estator por fase - Representa as perdas joule ( RI 2 ) do enrolamento do estator. X 1 = Reatância de dispersão do estator por fase - Representa a parcela referente aos fluxos que enlaçam totalmente ou parcialmente os enrolamentos do estator, entretanto, não contribuem para o fluxo útil do motor, ou seja, fluxo mútuo entre estator e rotor. R2 = Resistência do rotor refletida ao estator por fase - Representa a parcela das perdas joules ( RI 2 ) das barras curto – circuitadas do rotor. X 2 = Reatância de dispersão do rotor refletida ao estator por fase - Representa a parcela referente aos fluxos que enlaçam totalmente ou parcialmente as barras do rotor, entretanto, como no caso do estator, não contribuem para o fluxo útil do motor. Rm = Resistência correspondente às perdas do núcleo por fase - Representa as perdas magnéticas no núcleo por fase do motor devido as correntes parasitas e ao fenômeno de histerese magnética, que são, respectivamente, perdas por correntes induzidas nas chapas do núcleo laminado do motor e as perdas devido às densidades de fluxo. X m = Reatância de magnetização por fase - Representa a parcela do fluxo útil no motor, ou seja, o fluxo mútuo entre o estator e o rotor, que é o responsável pela indução de tensão nas barras do rotor. 3. Metodologia A implementação do algoritmo para cálculo dos parâmetros do MIT a partir de dados de catálogo constitui em quatro etapas. Inicialmente foi implementado o algoritmo do cálculo dos parâmetros do motor para operação na região de trabalho do motor, ou seja, operação com escorregamento próximo ao valor nominal. Na segunda etapa, o algoritmo foi testado comparando os valores de conjugado, corrente, velocidade, rendimento e fator de potência calculado por meio do circuito equivalente com os dados de catálogo e com dados de ensaio de tipo de fabricante. Na terceira etapa, as características de operação do MIT na região de alto escorregamento, especificamente na partida, é implementada determinando o fator de saturação, para a correção das reatâncias de dispersão e o efeito pelicular na resistência e reatância do rotor. Finalmente, o algoritmo foi testado comparando os resultados da simulação com os dados de fabricante. Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 Determinado o circuito equivalente do motor de indução trifásico, de rotor gaiola, pode-se simular a operação do MIT em regime permanente e, usando o modelo dq0, a simulação dinâmica do motor (Ong, 1997; Krause, 1994; Cad, 2000). 3.1. Obtenção dos parâmetros do circuito equivalente para a faixa normal de trabalho Considerando que os parâmetros do circuito equivalente do motor podem ser constantes e iguais aos valores nominais na faixa normal de trabalho, 0< s ≤ sn. , e ainda que a curva caractípica de C = f(escorregamento) é linear, conclui-se que o conjugado disponível na ponta do eixo do motor varia linearmente com o escorregamento, o que nos permite escrever que: C= s Cn sn (1) e, analogamente têm-se: C 2n = n1 Cn nn (2) Em que: C 2 n =conjugado nominal transferido no entreferro do motor, [N.m]. C n = conjugado nominal disponível na ponta do eixo do motor, [N.m]. n1 = velocidade síncrona [rpm]. nn = velocidade nominal [rpm]. Assim obtém-se, a potência disponível no entreferro do motor: P + PAV 2πn1 C n 2π n1 Cn = = n 60 nn 60 1 − s n 1 − sn 2 P2 n = (3) Que permite o cálculo das perdas nominais de atrito e ventilação, ou seja: PAV = P2 n (1 − s n ) − Pn (4) Da Eq. (1) e Eq. (3) obtém-se a potência transferida no entreferro do motor a 50% e 75% da carga nominal: 2πn1 0,50 Cn 60 1 − s 50 2πn1 0,75 = Cn 60 1 − s 75 P250 = (5) P275 (6) As perdas mecânicas (atrito e ventilação) variam com a velocidade do motor. No entanto, quando comparadas com as perdas totais são pequenas e podem ser consideradas constantes e iguais ao valor nominal. Então: P50 = P250 (1 − s50 ) − PAV P75 = P275 (1 − s50 ) − PAV (7) (8) que correspondem às potências disponíveis no eixo do motor (potência mecânica) para 75% e 50% da carga nominal. É importante observar que os pontos de 100%, 75% e 50% da carga nominal, obtidos dos catálogos, correspondem na verdade aos pontos de operação a 100%, 75% e 50% do conjugado nominal. E, nas equações dadas a seguir os Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 subíndice “x” deve ser substituído por “n”(nominal); “75” ou “50” para se referir respectivamente a: carga nominal, carga igual a 75% da nominal e carga igual a 50% da nominal. Então, com os valores dos rendimentos, dados de catálogo, e a potencia mecânica determinadas na Eq. (7) e (8) é calculada a potência elétrica demandada para 100%, 75% e 50% da carga nominal substituindo os valores correspondentes na Eq. (9): P1x = Px (9) ηx e com os valores do fator de potência para cada ponto de operação e a tensão terminal por fase, obtém-se: I 1x = Px 3U 1x cos δ x (10) Neste ponto, as potências reativas, para cada ponto de operação, são calculadas por: Q1x = 3U 1x I 1x senδ x (11) Analisando o fluxo de potência ativa no motor pode-se escrever: P1n = PC1n + PFN + P2 n P150 = PC1n D1 + PFN + P250 (12) (13) sendo: ⎞ ⎟⎟ ⎠ ⎛I D1 ≡ ⎜⎜ 150 ⎝ I 1n 2 (14) Da Eq. (12) e (13) e considerando a resistência do estator constante e igual ao valor nominal (R1 =f (temperatura)), e desprezando as pequenas variações das perdas no ferro na região 0 < s ≤ sn, calcula-se as perdas nominais no cobre do estator e as perdas nominais no núcleo do estator, respectivamente: P175 − P275 − P1n + P2 n D1 − 1 = − P1n − PC1n − P2 n PC1n = (15) PFN (16) Então, é determinado o primeiro parâmetro do circuito equivalente do MIT: R1n = PC1n 3I 1n (17) 2 Para o cálculo dos outros parâmetros, é necessário determinar a tensão do circuito secundário: o o o o U 2 = U1− Z1 I1 (18) Considerando o paralelo do circuito equivalente de magnetização com o circuito do rotor, tem-se na condição nominal de operação: o o o Z En = Z M // Z 2 (19) Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 E, tomando a componente real da Eq. (19): o R En = ℜ( Z En ) (20) Pode-se escrever que: PEn ≡ P2 n + PFn = 3REn I 1n = 3U 2 n I 1n cos δ En 2 (21) Sendo que: cos δ En = REn Z En (22) Como: o o o U 2 n = Z En I 1n = U 2 n ∠δ u = Z En I 1n ∠(δ En − δ u ) e, considerando inicialmente (23) δ En = 0 o , conclui-se que δ En = δ n (24) Então, da Eq. (21) e (24) obtém-se: U 2n = PEn 3I 1n cos δ n (25) Com o valor da tensão secundária nominal pode-se escrever: QEn = 3U 2 n I 1n senδ n (26) Analisando novamente o circuito equivalente pode-se escrever que a potência reativa nominal demandada pelo estator do motor é: QC1n = Q1n − QEn (27) As reatâncias nominais de dispersão do estator, do rotor e a reatância de magnetização, podem ser consideradas constantes e iguais aos valores nominais, na região normal de trabalho do motor (0 < s ≤ sn,).Então se conclui que: QM 50 = Q250 = 3U 250 U 2n I 250 I 2n 2 2 QMn (28) 2 2 Q2 n (29) e fazendo: ⎛I D2 ≡ ⎜⎜ 250 ⎝ I 2n 2 ⎞ s P ⎟⎟ = 50 250 s n P2 n ⎠ Definindo que: (30) Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 ⎛U D3 ≡ ⎜⎜ 250 ⎝ U 2n ⎞ ⎟⎟ ⎠ 2 (31) pode-se escrever as equações de fluxo de potência reativa para dois pontos de carga no motor, e concluir que: Q150 − QC150 − D3 (Q1n − QC1n ) D2 − D3 = Q1n − QC1n − Q2 n Q2 n = (32) QMn (33) Como Q2 n é pequena comparada com P2 n , pode-se considerar o valor de QMn correto, pois ele é predominante no fluxo de potência reativa do motor e determinar: X Mn 3U 2 n = QMn RMn 3U 2 n = PFn 2 (34) 2 (35) A potência aparente no rotor é igual a: 2 S 2 n = P2 n + Q2 n 2 (36) então, a corrente nominal do rotor pode ser calculada : I 2n = S 2n 3U 2 n (37) e a resistência nominal e a reatância nominal de dispersão do rotor são determinadas: R2 n = X 2n = S n P2 n (38) 2 3I 2 n Q2 n 3I 2 n (39) 2 Agora, com as estimativas dos parâmetros do circuito equivalente calculados determina-se a impedância equivalente do motor para o ponto de operação a 50% da carga nominal e, recalcula X 1n ; ou seja: o Z Mn = Z Mn = Rm // jX m Z 250 = o R2 n + jX 2 n s50 o (40) (41) o Z E 50 = Z Mn // Z 250 A impedância do motor é igual a: (42) Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 o o Z 150 = U 1n (43) o I 150 então, calcula-se a impedância dos enrolamentos do estator como: o o o Z C150 = Z 150 − Z E 50 (44) Da equação (44) obtém-se: X 1n = IMAG( Z C150 ) (45) o Z C1n = R1n + jX 1n (46) A tensão nominal do rotor corrigida pode ser determinada usando a Eq. (25) e as potência reativas do estator são recalculadas como: QC1n = 3 X 1n I 1n 2 (47) e o valor correto da potência reativa do rotor será: Q2 n = Q1n − QC1n − QMn (48) Finalmente, deve-se recalcular as Eq. (34) a (39), concluindo o cálculo dos parâmetros circuito equivalente do MIT para a região normal de operação. 3.2. Cálculo dos parâmetros do MIT para s=1.0 Com o rotor bloqueado a influência do efeito pelicular nos parâmetros do rotor deve ser analisada, pois nesta condição a freqüência do rotor é igual a do estator. Na partida do motor, a corrente de magnetização é muito pequena, comparada com a corrente do estator. Pode-se então, considerar que a corrente do rotor na partida é igual a corrente de partida do motor, ou seja: I 2 P = I 1P (49) Então, considerado o circuito equivalente, mostrado na Figura 1, sem o circuito de magnetização, concluí-se que: o U 1P o I 1P = o (50) o Z 1P + Z 2 P Com os valores de I 1P e do conjugado de rotor bloqueado, dado pelo catálogo do motor, a resistência do rotor, na partida, pode ser calculada da seguinte forma: R2 P = 2πn1 180 I 1P CP 2 (51) e a potência transferida pelo entreferro, que é toda transformada em calor é igual a P2 P = 3R2 P I 1P 2 então, potência total demandada pelo motor, com rotor bloqueado, é igual a (52) Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 2 P1P = 3R1n I 1P + P2 P (53) e a potência aparente para a mesma condição é: S1P = 3U 1 I 1P (54) portanto, o fator de potência na partida será: cos δ P = P1P S1P (55) o que permite calcular a potência reativa: Q1P = 3U 1n I 1P senδ P (56) e assim, a soma das reatâncias de dispersão do estator e do rotor para s = 1: X P ≡ X 1P + X 2 P = Q1P 3I 1P 2 (57) Para separar X P em X 1P e X 2 P , é necessário verificar a saturação magnética do motor. Admitindo que a saturação igual para as duas reatâncias de dispersão, a reatância equivalente X P será: X P = K S ( X '1 P + X ' 2 P ) (58) K S = fator de saturação; X '1P = reatância não saturada do estator para s = 1 ; X ' 2 P = reatância não saturada do rotor para s = 1 . Para a reatância de dispersão do estator pode-se desprezar a influência do efeito pelicular (enrolamento de muitas espiras de fio fino), então: X '1P = X 1n . No entanto, para a reatância de dispersão do rotor é necessário verificar a influência do efeito pelicular. Assim, a equação (58) deve ser reescrita como: X P = K S ( X 1n + K X X 2 n ) (59) sendo: K X = fator de correção do efeito pelicular para a reatância do rotor. Portanto, com a Eq. (59) e conhecendo o valor de K X pode-se determinar o fator de saturação K S . 3.3. Cálculo dos fatores de correção devido ao efeito pelicular Os valores da resistência e reatância do rotor deverão ser corrigidos em função da freqüência da tensão induzida no rotor. Definindo: R2 S R2 n X K X ≡ 2S X 2n Kr ≡ (60) (61) Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 Pode-se determinar os fatores de correção K X e K r , considerando um rotor de gaiola com barras equivalentes de secção retangular; como proposto por (Kostenko, 1969; Alger, 1995), são escritas da seguinte forma: senh2ξ + sen2ξ cosh 2ξ − cos 2ξ 3 senh2ξ − sen2ξ KX = 2ξ conh2ξ − cos 2ξ Kr = ξ (62) (63) Em que: ξ = Hb π µ 0 lb fn.s ρ lr (64) H = profundidade da barra; µ0 = permeabilidade magnética; lb , lb = largura da ranhura e da barra, respectivamente; ρ = resistividade do material das barras do rotor. Exceto o escorregamento s , todas as variáveis são definidas pelo projeto do motor, portanto, são constantes para cada motor. Então, agrupando-as em uma única constante K M obtém-se: ξ = KM s (65) Para s = 1 , tem-se que ξ = K M . Substituindo as Eq. (60) e (65) em (62) resulta: R2 P senh2ξ + sen2ξ = KM R2 N cosh 2ξ − cos 2ξ (66) Portanto, com a equação (66) pode-se determinar o valor de K M através de um método numérico e, com as Eq. (63) e (65), obtém-se o valor de K X , para s = 1 e finalmente, o fator de saturação, que é: KS = X 1N XP + K X X 2N (67) Todos os dados necessários, no método proposto, são fornecidos pelo catálogo do fabricante do MIT, de acordo com a (NBR 7094/2001) da ABNT. 4. Desenvolvimento da interface gráfica O método apresentado anteriormente para o cálculo dos parâmetros do circuito equivalente do MIT foi implementado em Matlab®. Uma interface gráfica foi desenvolvida para facilitar a entrada dos dados retirados do catálogo do fabricante e a análise do comportamento dinâmico e em regime permanente do motor de indução trifásico de rotor gaiola. Todos os resultados são também mostrados em interfases gráficas. A interface gráfica é composta das seguintes telas: • Tela de apresentação: contém o nome do projeto, equipe de trabalho e o botão de comando para iniciar as simulações; • Tela principal: contém as caixas de texto para entrada dos dados de catálogo utilizados para o cálculo dos parâmetros do circuito equivalente do MIT e simulação da dinâmica do motor. Esta tela contém também um link para o catálogo do fabricante de motores e um link para a tela que mostra os parâmetros calculados pelo algoritmo implementado neste trabalho; Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 • Tela dos parâmetros: contém o circuito equivalente do MIT e os valores calculados para os mesmos. Outros parâmetros são apresentados nesta tela, tais como: resistência e reatância na partida, fator de saturação do MIT, e outros. Esta tela contém também os links para as telas dos resultados dos cálculos em regime permanente e da dinâmica do motor; • Tela de resultados para operação em regime permanente: esta tela contém as seguintes curvas: conjugado por velocidade, conjugado por tempo, rendimento por escorregamento e fator de potência por escorregamento. • Tela de resultados da simulação dinâmica do MIT: esta tela contém as seguintes curvas: conjugado, corrente ABC do estator, corrente dq do estator, tensão ABC do estator e velocidade. • O programa possui uma versão para impressão dos resultados. Como estudos de caso foram simulados os seguintes motores: 4 CV, 15 CV, 75 CV e 150 CV. 5. Resultados A Figura 2 mostra a tela de apresentação da interface gráfica. A Figura 3 e a Figura 4 mostram a tela principal e a tela de parâmetros e fatores de correção, respectivamente. A Figura 5 mostra os erros e a Figura 6 e 7 referem-se às respostas em regime permanente e a tela da dinâmica do motor, respectivamente. Figura 2 – Tela inicial Figura 3 – Entrada de dados de catálogo Figura 4 - Parâmetros do MIT e fatores de correção Figura 5 - Erros Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 Figura 6 – Operação em regime permanente Figura 7 – Dinâmica (dq0) do MIT Na tabela 1, são mostrados alguns resultados da simulação computacional e, os valores calculados são comparados com os dados de catálogo. Como pode ser verificado, os erros são muito pequenos para os valores correspondentes a 75% e 50% da carga nominal, e erro igual a zero para os valores nominais. Tabela 1: Resultados e Erros de 4 simulações de motores. 4 Potência nominal [cv] 440 Tensão nominal [V] 60 Freqüência nominal [Hz] 5,85 Corrente nominal [A] 3468 Velocidade nominal [rpm] 0,82 Conjugado nominal [kgfm] 7,8 Corrente de partida / nominal 3,6 Conjugado de partida / nominal 2,87 Conjugado máximo / nominal Resistência do estator [Ω] Reatância do estator [Ω] Resistência de magnetização [Ω] Reatância de magnetização [Ω] Resistência do rotor [Ω] Reatância do rotor [Ω] Resistência do rotor na partida [Ω] Reatância do rotor na partida [Ω] Reatância do estator na partida [Ω] Fator de saturação do MIT [Ω] Razão X1 / X2 Constante de projeto do rotor (KM) Fator de efeito skin (resistência) Fator de efeito skin (reatância) Erro de corrente de partida Erro do conjugado de partida Erro do fator de potência nominal Erro do fator de potência a 75 % PN Erro do fator de potência a 50 % PN Erro do rendimento nominal 5,3484 15,3614 12,4609 227,4898 5,3997 13,0325 5,3997 5,9342 6,9946 0,45534 15 440 60 19,1 1762 6,13 8,3 2,3 3,1 75 440 60 87,5 1777 30,3 7,7 3,3 2,6 150 440 60 181 1784 60,2 7,6 2,8 2,6 1,9161 4,8637 5,6764 93,303 0,86021 2,2262 1,0311 1,1455 2,6524 0,54535 0,26884 0,84006 1,5227 29,9791 0,11232 0,80662 0,40924 0,25678 0,64858 0,77206 0,09856 0,51444 2,0081 14,6019 0,038343 0,68477 0,16448 0,15482 0,33277 0,64686 1,0415 3,6365 3,6435 0,41232 0,75125 4,2894 4,2896 0,34951 0,17821 -1,556 -1,2336e-14 1,2441 0,57428 0 0,33838 -1,6901 -1,2761e-14 -1,9944 0,37041 0 1,1787 2,1848 0 1,25 1 1,1986 1 0,94356 Erros percentuais 0,58419 0,38804 -0,97508 -1,7835 1,4418e-14 1,291e-14 0,36315 0,26162 0,35647 0,70898 0 1,2602e-14 Anais do XII ENCITA 2006, ITA, Outubro, 16-19, 2006 0,19905 -0,15317 0,32788 2,1671 Erro do rendimento a 75 % PN 0,40638 0,1295 0,09155 0,20059 Erro do rendimento a 50 % PN Para a condição situação de rotor bloqueado s = 1 , os erros são aceitáveis mas, são maiores que os obtidos na região de baixo escorregamento. Algumas razões para estes erros podem ser assim resumidas: Os dados de corrente e conjugado de partida são mais sujeitos a erros de medida, devido a dificuldades do ensaio de rotor bloqueado à tensão nominal. Como prevê na norma (NBR 5356, 1982), o ensaio do rotor bloqueado, deve ser executado para várias posições do rotor em relação do estator, pois o valor da corrente e do conjugado varia com a posição relativa do rotor em relação ao estator. Na mesma norma é estabelecido que na folha de dados do motor, deve-se constar o valor máximo da corrente de partida e o valor mínimo do conjugado de partida, obtidos pelos ensaios. 6. Conclusão O método apresentado e implementado neste trabalho permite a análise do comportamento e desempenho do motor de indução. É uma ferramenta adequada para simulação de acionamentos elétricos com o objetivo de melhorar a especificação dos motores, de modo a assegurar uma maior eficiência energética. Podemos citar, por exemplo, a facilidade de a partir de dados de catálogo comparar a eficiência de motores de fabricantes diferentes, ou até a relação custo beneficio entre um motor padrão e um motor de alto rendimento. Em relação aos erros, é necessário destacar que todos são inferiores às tolerâncias admitidas pela ABNT, nos resultados de ensaios de motores de indução. Na parte final do projeto, foi estudada e implementada a modelagem do MIT no domínio do tempo, através de um modelo dinâmico de coordenadas dq0. Deve-se destacar que o modelo dinâmico dq0 do MIT veio permitir, a partir dos anos 90, um grande desenvolvimento tecnológico na área de controle e acionamentos elétricos como, por exemplo, o desenvolvimento dos inversores de freqüência de controle vetorial. Entretanto, a implementação do modelo dq0 exige o conhecimento dos parâmetros do circuito equivalente do motor, o que vem valorizar ainda mais a método de cálculo de parâmetros apresentado. 7. Referências Alger, P.L., 1995 “Induction Machines: Their Behavior and Uses (Hardcover)”, Ed. Taylor & Francis, 2nd edition, 528p. Assunção; J. T., 1990 “Análise e Especificação de Motores de Indução Trifásicos com Rotor Tipo Gaiola Controlados Através do Valor Eficaz e Freqüência da Tensão do Estator”, Escola Federal de Engenharia de Itajubá. Dissertação de mestrado em Engenharia Elétrica. Cad, M. M., 2000, “Estratégias de Modelagem Dinâmica e Simulação Computacional do Motor de Indução Trifásico”, Escola de Engenharia de São Carlos. Tese de mestrado em Engenharia Elétrica. Chalmers, B. J. and Mulki, A. S., 1970, “Disighn Synthesis of Doublé-Cage Induction Motors”, IEE, pp 12571263. Fitzgerald, A. E., Kingsley, Charles Jr., Umans, S. D, 2003, “Electric Machinery”, McGraw-Hill, 6ª ed, New York. Kostenko, M; Kingsley.C. Jr and Kusko, A, 1969, “Eletrical Machines”, Ed. Mir Publishers, Moscow. Krause; P. C. and Wasynczuk ; O., and Sudhoff; S. 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