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Electrónica II 2º Ano 2º Semestre Departamento de Engenharia Electrotécnica Escola Superior de Tecnologia de Viseu Apresentação da disciplina Docente Luís Filipe Carvalho Simões Gabinete 15 E-mail [email protected] Página pessoal www.estv.ipv.pt/paginaspessoais/lfcsimoes * * caso a documentação seja disponibilizada noutro endereço, essa informação será dada nas próximas aulas Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Objectivos da disciplina Aquisição de competências na área da electrónica analógica com especial incidência na análise de circuitos com transístores a frequências médias. Compreensão das metodologias de simulação de circuitos. Projecto de circuitos simples de electrónica em particular montagens amplificadoras. Compreensão dos vários elementos constituintes de um sistema electrónico completo. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Funcionamento de Electrónica2 A disciplina divide-se em: Aulas Teóricas; Aulas Teorico-Práticas Aulas Práticas Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Bolonha – novo paradigma de ensino O regime de créditos em vigor nas universidades portuguesas desde 1980 (Decreto-Lei 173/80 de 29 de Maio) é baseado em “horas de contacto”, em que uma Unidade de Crédito corresponde a 15h de aulas teóricas ou 22h de aulas teórico-práticas ou 40h de aulas práticas. -modelo centrado no professor e na transmissão de conhecimento. Valorizando excessivamente as aulas teóricas e desvalorizando, em contrapartida, as aulas práticas e laboratoriais, induzindo, ao longo dos tempos um conjunto crescente de efeitos perversos. -incentivou uma pedagogia transmissiva e desincentivou uma pedagogia da actividade e da autonomia. -estimulou as tendências livrescas e de mera acumulação de informação. -constitui agora um sério obstáculo a uma pedagogia de qualidade. Hoje em dia, a generalidade das licenciaturas portuguesas caracteriza-se por um modelo de ensino com aulas teóricas expositivas (para “transmitir” conhecimentos), aulas teóricopráticas para a resolução de problemas (aplicando a teoria “transmitida”) e aulas práticas dirigidas para actividades normalmente descontextualizadas, repetitivas e muito circunscritas a pequenas fatias de “matéria”. De um modo geral não são usados, nem mesmo a nível experimental, modelos centrados no aluno e mais estimulantes da iniciativa e da criatividade. Num contexto em que a informação, mesmo a informação científica especializada, está universalmente acessível graças às novas tecnologias das comunicações e à Internet, a função que a universidade exerceu ao longo de séculos de repositório privilegiado do conhecimento e instância por excelência da sua transmissão, vê a sua importância diminuída face aos novos desafios que se lhe colocam na emergente “sociedade do conhecimento”. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Bolonha – novo paradigma de ensino Novos modelos pedagógicos, tais como a aprendizagem baseada na resolução de problemas ou baseada em projectos têm vindo a ser experimentados com sucesso em domínios como as engenharias e a medicina, baseando-se não num paradigma de transmissão passiva, de absorção, do saber, antes num paradigma de aprendizagem guiada mas autónoma por parte do aluno, em que este é um construtor da sua própria aprendizagem. Neste contexto as aulas deixam de ser a fonte única de informação que determina o esforço pedido ao aluno para a apreender. A forte dependência das Unidades de Crédito do número de aulas teóricas é tanto mais aberrante quanto é generalizado um elevado grau de absentismo a estas por parte dos alunos, absentismo esse que tende a aumentar à medida que o semestre decorre. Um sistema mais flexível, que rompa o acoplamento directo entre créditos e horas de contacto, e que reconheça a pluralidade das fontes de conhecimento e valorize o trabalho autónomo do aluno é necessário para permitir pedagogias adequadas ao novo ambiente tecnológico e social. Prof. Doutor Leopoldo José M. Guimarães, Coordenador Profª Doutora Cristina Mª Robalo Cordeiro Prof. Doutor José Ferreira Gomes Prof. Doutor Raul Bruno de Sousa Prof. Doutor Mário Vieira de Carvalho Prof. Doutor António Brito Ferrari Prof. Doutor Acílio Estanqueiro Rocha Profª. Doutora Isabel Santana da Cruz Prof. Doutor António Fontaínhas Fernandes Prof. Doutor Carlos Alberto Azevedo Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Proposta para Aulas Práticas Grupos de trabalho de 4 pessoas Encontro semanal de 15 minutos com cada grupo (pelo menos) Cada grupo terá tarefas semanais a cumprir Haverá um portal online onde deve ser adicionada informação sobre o progresso do trabalho O grupo será avaliado semanalmente Cada elemento do grupo será avaliado isoladamente Os trabalhos serão sobre electrónica analógica/digital Os trabalhos serão compilados e disponibilizados A duração dos trabalhos de cada grupo dependerá da sua complexidade e do seu progresso Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Proposta para Aulas Práticas Exemplos de actividades semanais: Pesquisa de novos componentes Estudo de novos desenvolvimentos na electrónica Publicação de notícias em portal sobre electrónica Trabalho sobre uma área da electrónica Projecto de circuito electrónico simples Estudo de projectos circuitais publicados Desenvolvimento desde projecto até construção de hardware de alguns sistemas Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Exemplos de trabalhos de investigação Trabalho de investigação sobre: Optoelectrónica Células solares Condensadores, tipos e aplicações Soldadura de componentes Componentes SMD Alimentação de circuitos (pilhas, baterias,…) Realização de PCBs Electrónica analógica programável Equipamentos de laboratório para electrónica Electrónica automóvel Componentes recentes e inovadores Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Exemplos de projectos Projectos: Medidor de capacidade de pilhas Carregador de baterias Fonte de alimentação digital Medidor de pressão acústica Amplificador áudio Altifalantes activos Sensores (temperatura, humidade…) Comutador vídeo Fontes de alimentação sem transformador Detectores de presença Simulador de presença Detector de metais Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Sugestões dos alunos … Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Funcionamento de Electrónica2 A disciplina divide-se em: Aulas Teóricas; Aulas Teórico-Práticas; Aulas Práticas; Aulas onde são explicados todos os conceitos fundamentais à disciplina. Resolução de exercícios sobre circuitos; análise e projecto de circuitos. Avaliação e debate da investigação e desenvolvimento de projectos efectuado por parte dos grupos Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Funcionamento de Electrónica2 A presença nas aulas de Electrónica 2 são contabilizadas: Aulas teóricas para fins estatísticos Aulas teórico-práticas Aulas práticas para fins estatísticos Nota final pesada com o número de presenças. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Horário Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Avaliação Época normal Uma prova escrita de frequência. Uma prova escrita de exame. A componente prática vale 5 valores (~0,5 valores por semana). Para ter aprovação na disciplina, o aluno terá de obter uma classificação final igual ou superior a 9,5. Época de Recurso Uma prova escrita de exame. Poderão participar na época de recurso os alunos que não obtiverem aprovação na época normal ou os que, tendo obtido aprovação na época normal, pretendam obter melhoria de classificação. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Documentação da disciplina Documentação necessária para a disciplina: Cópia dos slides mostrados nas aulas; Apontamentos tirados nas aulas; Livros indicados na bibliografia; Inúmeros sites na internet; Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Bibliografia Apontamentos da cadeira de Electrónica II Autor(es) Luís Simões Assunto(s) Electrónica II Principles of Electronic Devices Autor(es) William D. Stanley Publicação Prentice Hall ISBN 0-02-415560-8 Assunto(s) Electrónica Electronic Circuits, Analysis, Simulation, and Design Autor(es) Norbert R. Malik Publicação Prentice Hall ISBN 0-02-374910-5 Assunto(s) Electrónica Electronic Circuits, Analysis, Simulation, and Design Autor(es) Norbert R. Malik Publicação Prentice Hall ISBN 0-02-374910-5 Assunto(s) Electrónica Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Microelectronic Circuit Design Autor(es) Richard C. Jaeger Publicação McGraw Hill ISBN 0-07-114386-6 Assunto(s) Electrónica Circuitos com Transístores Bipolares e Mos Autor(es) Manuel de Medeiros Silva Publicação Gulbenkian ISBN 972-31-0840-2 Assunto(s) Electrónica Microelectronic Circuits, Analysis and Design Autor(es) Rashid Publicação PWS ISBN 053495174 Assunto(s) Electrónica Electronic Circuits, Discrete and Integrated Autor(es) Donald L. Schilling, Charles Belove Publicação McGraw Hill ISBN 0-07-100602-8 Assunto(s) Electrónica Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Electrónica 2 Transístores Electrónica What is a transistor? A transistor is a three-terminal active semiconductor device. The first transistor was invented at Bell Laboratories in 1947 by physicists John Bardeen, William B. Shockley and Walter Brattain, who shared the 1956 Nobel Prize for jointly inventing the transistor, a solid-state device that could amplify electrical current. The transistor performed electronic functions similar to the vacuum tube in radio and television, but was far smaller and used much less energy. The transistor became the building block for all modern electronics and the foundation for microchip and computer technology. Sugestão: aprender inglês! Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Aplicações de Transístores O transístor desempenha duas funções fundamentais: - amplificador; - comutador; As ondas sonoras que atingem um microfone podem ser ‘fracas’. É no entanto possível amplificar os sinais eléctricos e convertêlos em ondas mecânicas sonoras de maior amplitude através de um altifalante. Esta função é conseguida pelas funções amplificadoras do transístor. Sem modificar a forma do sinal de entrada, o transístor amplifica a sua amplitude. olá Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV olá Aplicações de Transístores O transístor desempenha duas funções fundamentais: - amplificador; ‘Piscas’ - comutador; Porta lógica AND! A 1 0 1 B 0 Os computadores usam sinais digitais binários onde 1s e 0s desempenham um papel fundamental. A função do transístor é neste cenário, de comutação entre dois estados possíveis para representar esses digitos binários. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Tipos de transístores Existem duas classes fundamentais de transístores: - Transístores de Efeito Campo (FET - Field Effect Transistor): A condução é controlada por um campo eléctrico produzido por uma tensão aplicada aos terminais de controlo. O controlo não necessita de corrente pelo que o FET é um dispositivo controlado por tensão. - Transístores de Junção Bipolares (BJT – bipolar junction transistor); Dispositivo baseado em díodos que está vulgarmente bloqueado a menos que os terminais de controlo estejam directamente polarizados. A grandeza de controlo é uma corrente e o BJT é por natureza um amplificador de corrente. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Identificação de transístores Os transístores apresentam diferentes aspectos (encapsulamentos) dependendo da aplicação a que se destinam. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Exemplo para BJTs Identificação de transístores Não existe uma convenção internacional no formato do código de identificação, havendo vários sistemas em uso. No sistema americano, p. exemplo, estes começam por 2N seguidos por um código de 4 dígitos (2N3053 p. exemplo). No sistema europeu a primeira letra indica o tipo de transístor (A=germânio, B=silício) e a segunda letra indica o tipo de utilização (C=amplificador de frequências áudio de pequena potência, D=amplificador de frequências áudio de elevada potência, F=amplificador de frequências rádio de pequena potência). Muitos fabricantes têm um sistema próprio de identificação. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Exemplo para BJTs Identificação de transístores Todos os transístores são identificados por um código registado no encapsulamento. Tendo este código é possível consultar a folha de especificações do fabricante (datasheet), o que permite responder a questões como (exemplo para um BJT): - material de que é feito o transístor (silício ou germânio); - determinar se é um transístor do tipo NPN ou PNP; - qual dos contactos é a base, o colector e o emissor; - quais são as suas especificações circuitais. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Exemplo para BJTs Exemplo de datasheet da FAIRCHILD Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Exemplo para BJTs A tabela seguinte indica a informação técnica mais importante para alguns transístores mais comuns. Tabelas em catálogos e em livros de referência mostram mais informação que será apenas necessária em situações particulares. NPN transistors Code Structure Case style IC max. VCE max . hFE min . Ptot max. Category (typical use) Possible substitutes BC107 NPN TO18 100mA 45V 110 300mW Audio, low power BC182 BC547 BC108 NPN TO18 100mA 20V 110 300mW General purpose, low power BC108C BC183 BC548 BC108C NPN TO18 100mA 20V 420 600mW General purpose, low power BC109 NPN TO18 200mA 20V 200 300mW Audio (low noise), low power BC184 BC549 BC182 NPN TO92C 100mA 50V 100 350mW General purpose, low power BC107 BC182L BC182L NPN TO92A 100mA 50V 100 350mW General purpose, low power BC107 BC182 BC547B NPN TO92C 100mA 45V 200 500mW Audio, low power BC107B BC548B NPN TO92C 100mA 30V 220 500mW General purpose, low power BC108B BC549B NPN TO92C 100mA 30V 240 625mW Audio (low noise), low power BC109 2N3053 NPN TO39 700mA 40V 50 500mW General purpose, low power BFY51 BFY51 NPN TO39 1A 30V 40 800mW General purpose, medium power BC639 BC639 NPN TO92A 1A 80V 40 800mW General purpose, medium power BFY51 TIP29A NPN TO220 1A 60V 40 30W General purpose, high power Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Exemplo para BJTs NPN transistors Structure Case style IC max. VCE max . hFE min . Ptot max. Category (typical use) Possible substitutes TIP31A NPN TO220 3A 60V 10 40W General purpose, high power TIP31C TIP41A TIP31C NPN TO220 3A 100 V 10 40W General purpose, high power TIP31A TIP41A TIP41A NPN TO220 6A 60V 15 65W General purpose, high power 2N3055 NPN TO3 15A 60V 20 117W General purpose, high power Code PNP transistors Code Structure Case style IC max. VCE max . hFE min . Ptot max. Category (typical use) Possible substitutes BC177 PNP TO18 100mA 45V 125 300mW Audio, low power BC477 BC178 PNP TO18 200mA 25V 120 600mW General purpose, low power BC478 BC179 PNP TO18 200mA 20V 180 600mW Audio (low noise), low power BC477 PNP TO18 150mA 80V 125 360mW Audio, low power BC177 BC478 PNP TO18 150mA 40V 125 360mW General purpose, low power BC178 TIP32A PNP TO220 3A 60V 25 40W General purpose, high power TIP32C TIP32C PNP TO220 3A 100 V 10 40W General purpose, high power TIP32A Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Exemplo para BJTs Structure Este atributo indica o tipo de transístor NPN or PNP (em BJTs). As polaridades dos dois tipos são diferentes pelo que se se procura um substituto, ele terá de ser do mesmo tipo. Case style Para cada tipo de encapsulamento os terminais variam pelo que é necessária a consulta das tabelas de referência dos encapsulamentos. IC max. Corrente de colector máxima. VCE max. Máxima tensão entre os terminais de colector e emissor. hFE Este é o valor do ganho de corrente (na análise DC). O valor mínimo garantido é dado pois o valor real varia de transístor para transístor mesmo para transístores do mesmo lote. Esta é uma grandeza adimensional. O ganho é muitas vezes indicado para uma corrente de colector particular IC que está geralmente a meio da gama do transístor. Por exemplo ' 100@20mA'significa que o ganho é pelo menos 100 a 20mA. Por vezes são dados os valores mínimo e máximo. Ptot max. Máxima potência total que pode ser desenvolvida no transístor. Note-se que será necessário utilizar um dissipador para atingir este valor máximo. Este valor é importante para transístores a funcionar como amplificadores. A potência é aproximadamente dada por: IC × VCE. Para transístores a funcionar como comutadores, a corrente máxima de colector (IC max.) é um parâmetro mais importante. Category Este parâmetro mostra a aplicação típica para o transístor. É um bom ponto de partida quando se procura um transístor substituto. Possible subst itutes Estes são transístores com propriedades eléctricas semelhantes que serão adequados como substitutos. Note-se que eles podem ter um encapsulamento Dep. de Engenharia Electrotécnica diferente. ESTV Transístores FET Transístores FET Há dois tipos principais de transístores FET: - JFET (Junction Field-Effect Transistor); - MOSFET (Metal-Oxide Semiconductir Field-Effect Transistor) também conhecido como IGFET – Insulated Gate Field-Effect Transistor. Os princípios segundo os quais estes transístores operam são similares (corrente controlada por um campo eléctrico). A principal diferença relaciona-se com a construção do elemento de controlo. Os transístores FET são constituídos por 3 terminais: a fonte, o dreno e a porta. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Source Fonte Drain Dreno Gate Porta Transístores JFET Na sua forma mais simples o JFET começa por ser uma simples barra de silício. A corrente que circulará neste transístor (corrente entre fonte e dreno) é devida à tensão entre estes dois terminais e à resistência do material. Apenas com esta configuração, a corrente que circularia no transístor, dependeria apenas da tensão entre a fonte e o dreno. No substrato de tipo n são então difundidas zonas do tipo p, deixando um canal do tipo n entre a fonte e o dreno. canal tipo N Estas zonas servirão para controlar a corrente que flui no canal n entre a fonte e o dreno e são chamadas de zonas porta. Transístores JFET Como acontece com qualquer junção pn, uma região de depleção rodeia as junções onde existir uma polarização inversa. Essa região é devia à combinação das lacunas e dos electrões que se encontram na fronteira das zonas do silício dopadas como P e como N, respectivamente. Os electrões do canal N mais próximos das portas vão combinarse com as lacunas, dando origem a uma zona sem portadores móveis de carga – zona de depleção. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores JFET Se for aplicada uma fonte de tensão externa entre a fonte e o dreno, com uma tensão nula na porta, a corrente que fluirá no canal criará uma polarização inversa ao longo da superfície da porta, paralela ao canal. À medida que a tensão entre dreno e fonte aumenta, a região de depleção mais uma vez alastra pelo canal devido à queda de tensão no canal que polariza inversamente as junções. À medida que VDS aumenta, as regiões de depleção também aumentam, atingindo-se uma situação na qual qualquer aumento na tensão VDS (que faria aumentar a corrente) é contrabalançado com um aumento da região de depleção em direcção ao dreno (que faz diminuir a corrente). Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores JFET Ocorre um efectivo aumento da resistência do canal que impede qualquer aumento da corrente. A tensão entre o dreno e a fonte (VDS) que provoca esta situação é designada de tensão de “pinchoff” VP. A partir desta tensão, um aumento em VDS provoca apenas um ligeiro aumento da corrente de dreno. A variação na corrente de dreno ID com a tensão entre o dreno e a fonte VDS, é ilustrada na figura anterior. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores JFET Para a região inicial do gráfico, a corrente de dreno relaciona-se quase linearmente com a tensão VDS. À medida que ID aumenta, o canal começa a sofrer depleção e a inclinação da curva de ID diminui. Quando a tensão VDS iguala VP, a corrente de dreno ID “satura” e mantém-se relativamente constante até ocorrer a avalanche de dreno para porta. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores JFET Vejamos agora o que sucede quando em vez de ligar a porta ao potencial nulo (à massa), lhe é aplicado um potencial negativo (VGS<0). - Se uma tensão inversa é aplicada aos terminais de porta, o “pinchoff” do canal ocorre a uma tensão VDS inferior porque a expansão da região de depleção devida à polarização inversa das portas se soma à produzida por VDS . Assim, obtém-se uma redução da corrente que circula para qualquer valor de VDS. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VGS=0 Transístores JFET G VGS=0 P S N ID D P G VGS=0 VP VDS VGS=-1 VGS=-1 G P S N VDS ID D P G VGS=-1 VDS Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VP VDS Transístores JFET VGS=-2 VGS=-2 G P S N ID D P G VGS=-2 VP VDS VGS=-3,5 VGS=-3,5 G P S VDS N D ID VGS(off)=-3,5 P VGS=0 VGS=-1 G VGS=-2 VGS=-3,5 VGS=-3,5 VDS Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VDS Transístores JFET (JFET 2N5457) É então comum os gráficos da corrente de dreno ilustrarem a dependência que esta grandeza tem da tensão entre dreno e fonte (VDS) e da tensão entre a porta e a fonte (VGS). Para cada valor de tensão entre a porta e a fonte (VGS) existe uma curva diferente que relaciona VDS com ID. VGS(OFF) é a tensão entre a porta e a fonte para a qual já não é possível circular corrente no canal. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores JFET Da análise efectuada ao JFET verifica-se claramente que se trata de um dispositivo cuja corrente de dreno ID tem duas zonas de comportamento diferente. Este facto é expresso pelo gráfico da seguinte figura (retirado do datasheet do JFET 2N5457) É então útil determinar as expressões que ditam o valor de ID nessas duas possíveis regiões de operação. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores JFET Regiões de funcionamento do JFET Região Ohmica Região de saturação JFET canal n. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Na região ohmica, a relação entre estas grandezas depende também do valor de tensão aplicado entre o dreno e a fonte VDS I DSS 2 V V V V 2( − ) − ID = GS GS ( off ) DS DS VGS ( off ) 2 O parâmetro IDSS é a máxima corrente de dreno para um JFET e é definido pela condição VGS=0 e VDS>|VP|. VP é a tensão de pinchoff. Note-se que uma variação na tensão VGS implica uma nova curva característica de saída (relação ID/VDS). Na zona ohmica isso implica um novo valor para a resistência que relaciona ID e VDS) Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Na região de saturação, a corrente de dreno deixa de ser dependente da tensão entre o dreno e a fonte, dependendo apenas do valor da tensão VGS. Isso mesmo se verifica na expressão seguinte onde não consta nenhum termo com VDS. I D = I DSS 1 − VGS VGS ( off ) 2 (equação de Shockley) Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Dado que a corrente de dreno deixa de depender da tensão VDS (para VDS>VP), podemos traçar um novo gráfico para um valor fixo de VDS. Este gráfico permite analisar o comportamento de ID função exclusivamente de VGS. VGS(off)=-3,5 VDS>VP Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Fixando agora VDS e actuando sobre VGS (valores negativos). G P S N D P G ID VDS=15V VGS Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores JFET Regiões de funcionamento do JFET ID = I DSS VGS ( off ) 2 2(VGS − VGS (off ) )VDS − VDS 2 JFET canal n. I D = I DSS 1 − Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VGS VGS ( off ) 2 Transístores JFET Quando utilizado para amplificar, há certas zonas a evitar na operação do transístor. B C A D A – região ohmica – a corrente de dreno é altamente dependente da tensão entre o dreno e a fonte. Pretende-se que a corrente de dreno dependa da tensão de entrada e não da tensão DC aplicada ao transístor. B – corrente excessiva – não se deve polarizar directamente a junção da porta nem deteriorar o transístor com elevado aquecimento. C – demasiado aquecimento do dispositivo por elevada dissipação de potência: Pdis=VDS.ID D – Deve evitar-se a zona de “breakdown” onde ocorrem fenómenos de Dep. de Engenharia Electrotécnica avalanche. ESTV Transístores MOSFET Transístores MOSFET O transístor MOSFET (Metal-Óxido-Semicondutor) opera com um mecanismo de controlo ligeiramente diferente do JFET. O substrato poderá ser de material do tipo. Neste substrato são difundidas duas zonas do tipo n (fonte e dreno) como ilustrado na figura. Seguidamente a superfície da estrutura é coberta com uma camada isolante de óxido e uma outra de nitrido. A camada de óxido serve para proteger a superfície do FET e para isolar o canal da porta. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores MOSFET São rasgados buracos nestas camadas criando-se um contacto metálico na fonte e no dreno. Seguidamente uma camada metálica é depositada sobre a zona do canal (criando-se assim o terminal de porta) e simultaneamente são criados os contactos metálicos da fonte e do dreno. Dado que o dreno e a fonte estão isolados pelo substrato (de alta resistividade), qualquer corrente entre o dreno e a fonte na ausência de uma tensão na porta será extremamente baixa, pois a estrutura é análoga a dois díodos ligados em oposição. Com o isolamento do óxido evita-se que exista uma corrente de porta (gate), aumentando a impedância de entrada do transístor e reduzindo a potência consumida. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV ID=0 Caso a gate não seja polarizada, nenhuma corrente se estabelecerá entre o dreno e a fonte pois não existe um canal criado entre estes terminais. Sem polarização da gate, o percurso do dreno para a fonte é equivalente a dois díodos ligados em oposição. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores MOSFET Considere-se um potencial positivo na porta. Cargas positivas na porta induzem uma carga correspondente negativa no semicondutor. + - -- -- - -Canal induzido À medida que a carga positiva aumenta na porta, a carga induzida no semicondutor aumenta até que a região por baixo do óxido se torna uma região do tipo n, ficando criado um canal e podendo por isso fluir uma corrente entre o dreno e a fonte. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores MOSFET Por outras palavras, a corrente de dreno é “enriquecida” pelo potencial da porta. Isto indica que a resistência do canal se relaciona directamente com a tensão na porta. + - -- -- - -- O MOSFET descrito é chamado de MOSFET de Enriquecimento. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores MOSFET Um MOSFET de Depleção pode ser criado da seguinte forma: um canal n de resistividade moderada é difundido entre a fonte e o dreno de forma a que possa fluir uma corrente de dreno quando o potencial na porta é nulo. - N N - - - Para potenciais positivos da porta, a estrutura comporta-se da mesma forma que o MOSFET de enriquecimento. Para potenciais negativos o canal fica desprovido de portadores, dificultando assim a passagem de uma corrente. Modos de operação dos FETs Existem dois modos básicos de operação de FETs: depleção e enriquecimento. O modo de depleção refere-se ao decréscimo de cargas num canal que existe por defeito devido a variações no potencial da porta. O modo de enriquecimento refere-se ao aumento de portadores de carga devido à aplicação de tensão na porta. Há ainda um tipo de FETs que pode operar em ambos os modos. As diferenças básicas entre estes modos são mais facilmente compreendidas examinando as características das figuras seguintes. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Símbolos circuitais para os FET Transistor JFET canal n Transistor JFET canal p Transistor MOSFET de depleção canal n Transistor MOSFET de enriquecimento canal n Transistor MOSFET de depleção canal p Transistor MOSFET de enriquecimento canal p Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Modo de Depleção (Empobrecimento) O dispositivo de modo de depleção tem um fluxo de corrente considerável para uma tensão de porta nula. A corrente de dreno é reduzida por aplicação de uma tensão inversa no terminal de porta. O FET de depleção não tem um modo de operação definido para uma tensão positiva na porta. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Modo de Enriquecimento O dispositivo de modo de enriquecimento tem uma corrente de dreno extremamente reduzida para uma tensão nula aplicada na porta. A condução de uma corrente de dreno ocorre para uma tensão VGS superior a um valor mínimo (tensão de Threshold) VTh (ou VGS(Th)). Para valores de tensão na porta superiores a esse mínimo, as curvas características são semelhantes às do FET de depleção/enriquecimento. Modo de Enriquecimento Nas animações seguintes ilustra-se o efeito que variar o potencial na porta tem sobre o canal. Canal N Canal P Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Modo de Depleção/Enriquecimento O dispositivo de modo de depleção/enriquecimento tem também um fluxo de corrente considerável para uma tensão de porta nula. Tensões negativas na porta removem portadores do canal tendo-se um comportamento de depleção. Tensões positivas na porta promovem um aumento de portadores no canal tendo-se um comportamento de enriquecimento. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores MOSFET Equações e curvas do MOSFET Para um MOSFET de Depleção, as equações que relacionam a corrente de dreno com a tensão entre a porta e a fonte (tensão de controlo), são iguais às equações de um JFET, ou seja: Na região ohmica verifica-se: ID = I DSS 2 2( − ) − V V V V GS GS ( off ) DS DS VP 2 Na região de saturação o comportamento é descrito por: D I D = I DSS 1 − G S VGS VGS ( off ) Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV 2 Transístores MOSFET A relação entre as várias grandezas de interesse num MOSFET de enriquecimento estão ilustradas nos gráficos seguintes (retirados do datasheet do 2N7000 da ON semiconductors). D G S É útil determinar a relação entre a grandeza de saída ID e a grandeza de entrada (controlo) VGS, nas duas possíveis regiões de operação. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV D G S Na região ohmica, a relação entre estas grandezas depende também do valor de tensão aplicado entre o dreno e a fonte VDS I D = k 2 (VGS − VTh )VDS − VDS 2 Sendo k um parâmetro constante dependente da construção do W dispositivo: k= C n ox L VTh é a tensão de threshold, valor de VGS a partir do qual é possível estabelecer uma corrente de dreno. Note-se que uma variação na tensão VGS implica uma nova curva característica de saída (relação ID/VDS). Na zona ohmica isso implica um novo valor para a resistência que relaciona ID e Dep. de Engenharia Electrotécnica VDS) ESTV D G S Na região de saturação, a corrente de dreno deixa de ser dependente da tensão entre o dreno e a fonte, dependendo apenas do valor da tensão VGS. Isso mesmo se verifica na expressão seguinte onde não consta nenhum termo com VDS. I D = k (VGS − VTh ) 2 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores MOSFET Transístor MOSFET de enriquecimento (animação) A tensão de threshold VT é para este dispositivo (transístor 3N169) de cerca de 2V. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Transístores BJT Transístor BJT A construção do BJT é diferente da construção dos FETs. n p (animação) Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV n Transístores BJT Transístores BJT: NPN e PNP A diferença mais significativa entre transístores é se estes são do tipo PNP ou NPN. Os dois tipos são simplesmente devidos a arranjos diferentes do material dopado. Não existe uma diferença óbvia de desempenho entre os dois tipos. Apenas as polaridades são trocadas. Os transístores NPN são mais comuns essencialmente por serem mais fáceis de fabricar. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Conceitos sobre BJT Sendo um transístor um componente de três terminais, três correntes são fundamentais para definir o seu funcionamento: - corrente de colector; - corrente de emissor; - corrente de base. Estas correntes relacionam-se entre si através de: i E = iC + i B Dado que a corrente de base é geralmente muito pequena, faz-se a aproximação: iE = iC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Transístor BJT Um transístor pode ser visto como um dispositivo que apresenta uma entrada e uma saída: Entrada Saída Colector Base Emissor Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Curva característica de saída Assumindo que existe uma corrente de base que possibilita a existência de uma corrente de colector, quanto maior for a tensão VCE maior será IC. Este efeito verifica-se só até determinado valor de VCE. A partir desse valor a corrente não cresce mais mesmo aumentando significativamente VCE. C IC VCE B E A relação gráfica entre a corrente IC e a tensão entre colector e emissor VCE é designada curva característica de saída. Transístores BJT C IB IC VCE B E Transístor BC546 da Fairchild A curva característica de saída atrás determinada não é exclusivamente dependente das grandezas de saída. Na prática verifica-se que também depende da corrente de base: Para cada valor de IB existe uma curva que relaciona as grandezas de saída IC e VCE. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Este gráfico mostra que para cada valor de corrente de base obtemos um novo valor da corrente de colector que lhe é proporcional. Este facto leva-nos a concluir que o transístor se comporta como um amplificador de corrente. A corrente de colector é um múltiplo da corrente de base. Podemos então definir um parâmetro de ganho : iC β = ⇔ iC = β i B iB Transístores BJT Curva característica de entrada Dado que o que acontece na saída do transístor é dependente de grandezas da entrada, é importante determinar uma relação entre as grandezas de entrada de um transístor: corrente de base e tensão entre a base e o emissor: IB VBE 0,7 Como era de esperar, esta curva é bastante semelhante à de um díodo pois a junção base-emissor não é mais do que uma junção de material semicondutor dopado com tipo P e com tipo N. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Este gráfico mostra claramente que existe uma relação exponencial entre a corrente i B de base e a tensão v BE . Essa relação traduz-se de forma analítica por: 0,7 iB = I SS e vBE VT onde I SS é dependente das dimensões do transístor; kT VT = ≈ 25mV k é a constante de Boltzman, T é a temperatura absoluta e q é a carga electrónica. q Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Determinámos já atrás que o transístor se comporta como um amplificador de corrente verificando-se a relação: iC = β iB Usando a expressão para a curva característica de entrada: iB = I SS e vBE VT Chegamos à expressão: iC = β iB = β I SS e vBE VT iC = I S e = ISe vBE VT Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vBE VT ⇔ Transístores BJT Transístor BC546 da Fairchild Esta expressão permite-nos concluir que é possível relacionar a corrente de saída iC com a grandeza de entrada vBE. Esta relação representa-se graficamente por: 0,7 Naturalmente esta curva terá a mesma configuração da característica de entrada do transístor. Apenas os valores de iC serão diferentes dos de iB. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Recorrendo ao gráfico anterior e à expressão: iC = I S e vBE VT chega-se a um resultado curioso: 0,7 v BE (V ) 0,65 0,7 0,75 iC (mA) 0,2 1,5 10,7 Mesmo fazendo variar muito a corrente de colector, a tensão entre a base e o emissor mantém-se relativamente constante em torno de 0,7V. É este facto que nos leva a fazer a simplificação de que a tensão entre a base e o emissor de um transístor é ‘sempre’ de 0,7V. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Assim, podemos estabelecer uma simplificação da análise de um transístor ao assumir que a tensão entre a base e o emissor de um transístor é sempre de 0,7V. Nesta situação o gráfico característico da entrada assumiria a configuração: Curva característica de entrada simplificada. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Relações entre as grandezas de entrada e saída A animação seguinte mostra o comportamento das várias grandezas à medida que estas variam. 0,7 (animação - http://www.williamson-labs.com/) Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV 0,7 Comparação BJT / FET Propriedade BJT FET Corrente máxima Maior Menor Frequência de corte Maior Um pouco menor Linearidade Melhor Pior Escala de integração Pequena Muito maior Tolerância à temperatura Pior Melhor Percentagem de mercado Pequena Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Enorme Comparação BJT / FET Os transístores BJT não são especialmente eficientes na amplificação de sinais pouco potentes; Os transístores BJT não são indicados para aplicações que necessitem de elevada impedância de entrada; Os JFETs têm um ganho de corrente bem mais elevado que os BJTs. Os JFETs são dispositivos que podem ser “normalmente on”. Os BJT são “normalmente off”. Os JFETs conseguem ser atravessados por corrente da fonte para o dreno ou do dreno para a fonte. Os BJTs só permitem uma passagem de corrente numa direcção. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Modelo para pequenos sinais Considere-se o circuito seguinte: RC IB VBE Temos uma certa tensão aplicada entre a base e o emissor do transístor. vBE Através da expressão: iC = I S e VT IC VCE Significa que teremos uma dada corrente a fluir entre o colector e o emissor do transístor. Fazendo p. exemplo VBE=VBE1: VCC IE IC1 V0,7 BE1 Transístores BJT Se pretendemos que o transístor amplifique sinais, naturalmente haverá grandezas a variar no circuito. Consideremos que o circuito é construído de tal forma que o sinal que queremos amplificar faz variar a tensão entre a base e o emissor: O que teremos agora quanto à tensão entre base e emissor será: RC iB vbe VBE vCE vBE vBE = VBE + vbe iC iE VCC Pela mesma equação abordada anteriormente, verificamos que haverá necessariamente uma variação na corrente de colector: iC = I S e vBE VT = IS e (VBE + vbe ) grandeza que varia Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VT Transístores BJT Ao adicionarmos às grandezas de polarização de entrada uma componente de sinal (vbe) fazemos com que muitas outras grandezas do circuito também vejam o seu valor ser acrescido de uma componente do sinal. RC iB=IB+ib vbe VBE vBE=VBE+vbe iC=IC+ic vCE=VCE+vce iE=IE+ie Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VCC Transístores BJT O que se verifica inicialmente antes da aplicação do sinal vbe é que a tensão VBE provoca uma corrente de colector constante IC. A aplicação de um sinal variável entre a base e o emissor provoca naturalmente uma corrente de colector também variável. O sinal vbe provocou um sinal ic. RC IC iB vbe VBE VBE Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV iC vCE vBE iE VCC Transístores BJT Verifica-se então que uma variação na tensão entre a base e o emissor provoca uma variação de corrente de colector. Essa relação depende da situação inicial do transístor antes da aplicação do sinal de entrada. IC IC VBE VBE Note-se que para estes novos valores de polarização VBE e IC, o sinal de corrente ic conseguido tem uma amplitude menor do que na situação do slide anterior (gráfico da esquerda). Transístores BJT Havendo uma relação entre um sinal de tensão de entrada e uma corrente de saída podemos definir um parâmetro de ganho. Este parâmetro seria naturalmente definido pela relação entre a componente de sinal da corrente de colector - ic - e a componente de sinal da tensão entre a base e o emissor – vbe: ic vbe Sendo uma relação entre uma corrente (de saída) e uma tensão (de entrada) e sendo as unidades desta grandeza dadas em Siemen ou Mho (inverso da unidade de resistência Ohm), este parâmetro de ganho é designado por transcondutância e é-lhe dada a designação de gm. Assim, ic gm = vbe Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT IC IC VBE VBE O ganho gm relaciona o sinal de corrente de saída com um sinal de tensão de entrada, note-se no entanto que esse ganho varia com o estado inicial do transístor (corrente de colector IC e tensão entre base e emissor VBE antes da aplicação do sinal) – polarização do transístor. Verifica-se claramente que o ganho (gm) será tanto maior quanto maior for o declive da curva na zona onde se polarizou o transístor. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT A expressão analítica que define esta curva é dada por: IC iC = I S e vBE VT VBE ic gm = O parâmetro de ganho é dado por: vbe Num dado ponto de polarização, isso corresponde ao cálculo da derivada da curva, ou seja, diC = gm = dvBE d I se vBE dvBE VT Is = e VT vBE VT Is = e VT Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VBE + vbe VT Is = e VT VBE VT e vbe VT Transístores BJT Is gm = e VT VBE VT e vbe VT O parâmetro gm varia portanto com o sinal que aplicamos vbe. No entanto, o sinal vbe apresenta pequenas amplitudes (vbe<<vT) e como a variação é em torno de VBE, a expressão simplifica para: VBE VT Is gm = e VT VBE VT IC O produto entre I s e e não é mais do que a corrente com que polarizámos o transístor IC, pelo que ficamos com: IC gm = VT Sendo VT aproximadamente 25mV à temperatura ambiente: gm = IC ⇔ g m = 40 I C 0,025 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Viu-se já que a saída (corrente de colector) se relaciona com a entrada (tensão entre base e emissor) através de: gm = ic ⇔ ic = g m vbe vbe Sabemos também que as grandezas de entrada de tensão e corrente se relacionam graficamente através de: Dado que: iC = β iB Combinando as duas equações anteriores obtemos uma nova expressão que relaciona a tensão com a corrente de entrada: 0,7 ic β β iB gm = ⇔ vbe = iB ⇔ gm = vbe gm vbe Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT vbe = β gm iB iB vbe Esta relação mostra que para uma situação bem definida de polarização (para um valor fixo de gm), a relação entre a corrente de base e a tensão entre a base e o emissor é feita de forma linear através do valor: β É uma constante do transístor gm É constante para uma dada polarização Como é já do nosso conhecimento, uma relação deste tipo entre uma corrente e uma tensão terá unidades de resistência . É então vulgar assumir que o comportamento da entrada do transístor BJT perante um sinal é o de uma resistência, definindo-se assim o parâmetro de resistência de entrada do transístor r : β rπ = gm vbe = rπ ⋅ ib Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístores BJT Os resultados fundamentais a que chegámos na forma de equações são: Relação entre as grandezas de entrada: vbe = rπ ⋅ ib onde rπ = β gm Relação entre a entrada e a saída: IC ic ⇔ ic = g m ⋅ vbe onde g m = iC = β iB e g m = VT vbe 0,7 Juntando esta informação, é possível chegar a um modelo para o transístor. Este modelo confere-nos uma forma simples de perceber os mecanismos de variação das grandezas associadas ao transístor quando submetido a sinais variáveis. 0,7 A figura seguinte ilustra as grandezas relativas às componentes de sinal do circuito: RC Na entrada: Da entrada para a saída: ib vbe = rπ ⋅ ib rπ = ic ic = g m vbe ou iC = β iB vbe β gm ib Assim, para as componentes de sinal, a entrada comporta-se como uma resistência. g m = 40 I C ie ic ic=gmvbe B vbe r ic= ib ie E C Na saída verifica-se uma corrente ic (componente de sinal) controlada pela corrente de entrada ib (ou tensão vbe). Transístores BJT Modelo para pequenos sinais ic ib ic=gmvbe B vbe C g m = 40 I C r ic= ib ie E rπ = β gm Neste modelo há duas expressões para o cálculo da corrente ic. Note-se que variando a tensão entre a base e o emissor variará também a corrente de base. Escolhe-se a equação de cima caso tenhamos directamente o sinal de entrada como uma tensão vbe; escolhe-se a expressão de baixo se tivermos o valor da corrente de base ib. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Fontes de corrente Uma fonte de corrente ideal deverá manter uma corrente constante e uma resistência de saída infinita para qualquer condição de operação (independentemente do circuito a que se encontra ligada). R Modelo ideal Modelo real Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Aplicações: - circuitos integrados analógicos; - elementos de polarização (amplificadores de classe A, etc); - cargas para andares amplificadores (esta utilização prende-se com o facto de apresentarem uma elevada resistência interna); Vantagens da sua utilização: - são menos sensíveis que as resistências a variações na alimentação dc e à temperatura; - para valores pequenos de corrente de polarização, fontes de corrente transistorizadas são mas económicas que as resistivas dada a maior área requerida pelas resistências nos chips de silício. Tipos de fontes de corrente mais comuns: - fonte de corrente básica - a fonte de corrente modificada - fonte de corrente múltipla - a fonte de corrente de Widlar - a fonte de corrente cascode - a fonte de corrente de Wilson Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Fonte de corrente básica VCC R IO Q1 Q2 A fonte de corrente básica é apenas constituída por dois transístores e uma resistência submetidos a uma diferença de potencial. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VCC R IO As bases dos transístores encontramse ligadas, à semelhança do que acontece com os seus emissores. A corrente de colector conduzida por cada transístor é dada por: VBE1 IC1 IC2 Q1 VBE1 VBE2 I C1 = I S e VT VBE2 I C2 = I S e VT Q2 Se os transístores forem iguais, terão os parâmetros IS e VT iguais. Sendo VBE1=VBE2, obtém-se: I C1 = I C2 É devido ao facto de a corrente IC2 ser uma réplica de IC1 que esta montagem também recebe o nome de espelho de corrente. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV O colector e a base do transístor Q1 encontram-se ligados. VCC R IO VCE1 Q1 VBE1 Esta ligação obriga a que o transístor nunca sature pois desta forma forçamos a tensão VCE a ser aproximadamente 0,7V (superior à tensão 0,2V que corresponderia à saturação). O transístor Q1 é portanto forçado a Q2 funcionar na zona activa. A sua corrente de colector relacionase com a sua tensão VBE através de: VBE1 I C1 = I S e VT o que significa que a essa corrente está associada uma tensão entre a base e o emissor que também é aplicada ao transístor Q2. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VCC O transístor Q2 ao ser submetido a uma tensão entre a base e o emissor: VBE2 = VBE1 R IO IC1 É forçado a conduzir no seu colector uma corrente de valor: IC2 Q1 VBE2 Q2 VBE1 VBE2 I C2 = I S e VT = I C1 A corrente produzida pela fonte terá valor: I O = I C2 = I C1 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VCC R De que forma se pode definir a corrente produzida? Que parâmetros definem esse valor? Note-se que IC1 é uma corrente bastante semelhante a IR: IR IO IC2 IC1 Q1 I R = I C1 + I B1 + I B2 = I C1 + 2 I B2 ⇔ Q2 IB1 IB2 I C1 = I R − 2 I B2 Sendo I C2 = I C1 , então: IC2 = I R − 2 I B2 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VCC R IC2 = I R − 2 I B2 Dado que a corrente de base se relaciona com a de colector através de: IC IR IO IC1 I B2 = IC2 Q1 então Q2 IB1 IB2 I C2 = I R − 2 I C2 2 β I C2 1 = IR 1+ 2 β ⇔ β Sendo esta a relação entre a corrente de saída e a de referência: 1 IO = I R 1+ 2 β 1 IO = I R 1+ 2 VCC R IR IO IC1 IC2 Q1 IB1 β Se assumir um valor elevado, a corrente de saída será simplesmente dada por: IO = I R A corrente de referência IR é definida Q2 pelos valores de VCC e de R: IB2 IR = VCC − VBE1 R São portanto estes os parâmetros que devemos definir quando queremos projectar uma fonte de corrente. Para VBE1=0,7: VCC − 0,7 IR = R Fonte de corrente básica modificada Para a fonte de corrente básica: VCC IC3 IR R IC1 Q1 1 IO = I R 1+ 2 IB3 IB1 VBE1 É fácil demonstrar que para esta fonte: IO Q3 IE3 IB2 VBE2 β 1 IO = I R 1+ 2 Q2 β2 A corrente de referência é agora determinada por: IR = Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV VCC − VBE1 − VBE3 R Fonte de corrente múltipla VCC IC2 IR R IC1 IB3 I1 Q2 IE2 Q3 Q1 VBE1 I2 VBE3 VBE4 I3 Q4 VBE5 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Q5 Q6 VBE6 Uma corrente dc de referência pode ser gerada num local e ser reproduzida em vários outros locais para polarizar vários andares amplificadores. VCC IC2 IR R IC1IB3 Q1 VBE1 I1 Q2 IE2 I B2 VBE3 I2 Q3 VBE4 I3 Q4 VBE5 Q5 Q6 VBE6 O que acontece no transístor Q1 é referência para os transístores Q3 a Q6. O transístor Q2 fornece a corrente de base total para os transístores e torna a corrente de colector de Q1 praticamente igual à corrente de referência IR. As correntes I1 e I2 serão reproduções da corrente IR. VCC IC2 IR R IC1IB3 Q1 VBE1 I1 Q2 IE2 I B2 VBE3 I2 Q3 VBE4 I3 Q4 VBE5 Q5 Q6 VBE6 Dado que os dois transístores Q5 e Q6 estão ligados em paralelo, cada um deles reproduzirá a corrente IR, pelo que a corrente I3 será duas vezes superior à de referência. I 3 = 2I R VCC R IR Q2 Q1 I1 I2 Q3 I3 Q4 Q5 Q6 A combinação do paralelo de Q5 e Q6 deverá ser equivalente a um único transístor cuja junção base-emissor tem o dobro da área de Q1. Assim sendo, as áreas dos emissores dos transístores podem ser escaladas em circuitos integrados de forma a fornecerem correntes de valor múltiplo da corrente de referência simplesmente desenhando os transístores de modo a que a razão entre as áreas dos transístores seja igual ao múltiplo desejado. Amplificadores diferenciais Antes da era dos circuitos integrados (CI), os projectistas de circuitos que necessitassem de um amplificador tinham muitas vezes de projectar o amplificador do zero usando transístores discretos, resistências, condensadores, etc. Com o advento do CI, isso deixou de ser necessário. Temos agora disponíveis amplificadores completos em chips com uma grande variedade de características. Estes são chamados amplificadores operacionais (ampops), e a engenharia prática dita hoje o seu uso onde possível dadas as suas vantagens de pequeno tamanho, pequeno consumo de potência e alta fiabilidade. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Constituição dos amplificadores operacionais Amplificador operacional LM741 da Fairchild Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Os amplificadores operacionais são vulgarmente constituídos pelos seguintes elementos: - Andar de entrada com um amplificador diferencial (par diferencial); - Um ou mais andares de amplificação de ganho elevado; - Andar de saída (amplificador de potência); Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Par diferencial Vantagens da utilização de um par diferencial: Os sinais são muito sujeitos a ruídos. Se amplificarmos a diferença entre um sinal com o ruído e o ruído em si, estaremos apenas a amplificar o sinal!!!!!!!!!!! Aplicações: - multiplicadores analógicos; - circuitos derivados de multiplicadores analógicos: moduladores, detectores de fase, etc; - circuitos digitais mais rápidos; O par diferencial pode ser realizado com transístores bipolares ou de efeito de campo; pode ter carga resistiva ou activa. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Imaginemos que queremos amplificar o seguinte sinal que foi injectado num cabo: Estando todo e qualquer cabo submetido a campos electromagnéticos provenientes das mais variadas fontes, é garantido que este sinal chegará à outra extremidade afectado por ruído: Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Sendo agora necessário amplificar o sinal recebido, o sinal que se obtém será: Amplificador No sinal obtido, temos não só o sinal recebido amplificado como também o ruído que afectou o sinal amplificado pelo mesmo ganho. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Imaginemos agora que temos um amplificador que não amplifica um sinal mas sim a diferença entre dois sinais. Numa das entradas do amplificador injectamos o sinal com o ruído. Na outra entrada ligamos um cabo que fique submetido ao mesmo ruído. Amplificador Diferencial Como o que foi amplificado foi a diferença entre os sinais (que não é mais do que o sinal original transmitido), obtemos uma amplificação fidedigna do sinal enviado. É esta uma das grandes vantagens do amplificador diferencial. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Par diferencial bipolar com carga resistiva +VCC RC v1 Entradas RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 v2 IEE Saídas -VEE A polarização do circuito é conseguida através da fonte de corrente IEE. A carga resistiva é conseguida pelas resistências RC. O circuito tem duas entradas v1 e v2, e uma saída, que pode ser a tensão num dos colectores vO1 ou vO2, ou a tensão entre os colectores, vO12. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV +VCC RC v1 RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 v2 IEE -VEE O circuito anterior é alimentado por uma fonte de alimentação dupla, isto é por duas fontes de tensão, de valores +VCC e -VEE, com um terminal comum que é a massa. Muito frequentemente as tensões de alimentação são simétricas, ±VCC Pode também usar-se apenas uma fonte de alimentação, o que equivale a fazer VEE=0. A vantagem de se usar uma alimentação dupla é que, assim, podemos ter v1=v2=0 no ponto de funcionamento em repouso. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV +VCC RC v1 RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 v2 IEE -VEE Com VEE=0 isso já não seria possível dado que o percurso (malha) de cada entrada até à massa estaria alimentado por uma diferença de potencial de 0V, não sendo portanto suficiente para polarizar a junção base-emissor com o mínimo necessário para que os transístores se encontrem na zona activa. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV É útil considerar os sinais que são injectados no par diferencial, v1 e v2, como tendo uma componente que lhes é comum e uma componente diferencial: vd Componente comum: 2 v1 v1 (v1 + v2 ) v2 v2 vd v1 v2 vC 2 vC = 2 Componente diferencial: v D = v1 − v2 A componente comum dos dois sinais será o que pretendemos anular no sinal amplificado. A componente diferencial é a componente que se pretende amplificar num amplificador diferencial. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Excitação de modo comum Se a excitação for simétrica, v1=v2=vC, isto é, vD=0, como se +VCC indica na figura seguinte: RC v1 vC RC Q1 vBE1 vo1 vo2 vo12 Q2 IEE v2 vBE2 vC -VEE Verifica-se que a tensão nas bases dos dois transístores é igual; dado que os seus emissores se encontram fisicamente ligados, a tensão nos emissores é também igual. Conclui-se então que: v BE1 = v BE2 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Dado que as correntes que atravessam o transístor se regem pela expressão v BE iC = I S e VT conclui-se que, sendo os transístores iguais (IS1=IS2 e VT1=VT2), as correntes de colector dos dois transístores serão iguais: v BE1 = v BE2 iC1 = iC2 = I EE 2 o que por simples análise do circuito conduz a: vO1 = vO2 = VCC +VCC iC1 v1 vC RC I EE − RC = constante 2 RC iC2 vo1 vo2 vo12 Q2 Q1 IEE -VEE v2 vC vO12 = 0 Assim sendo, a tensão de saída, vO1, vO2 ou vO12, não depende da tensão de entrada vC: diz-se que há rejeição de modo comum. Excitação de modo comum: vo1 V − R I EE CC C vo2 vo12 2 0 +VCC RC v1 vC vC RC vo1 vo2 vo12 Q2 Q1 v2 IEE -VEE Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vC vC VCC I EE − RC 2 Excitação de modo diferencial Se a excitação não for simétrica interessa saber qual é a relação entre a tensão diferencial de entrada, vD, e as correntes e tensões no circuito. +VCC RC v1 vD RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 vBE1 v2 vBE2 IEE -VEE Determinam-se de seguida as características de transferência iC1(vD) e iC2(vD) que relacionam as correntes nos colectores dos transístores com a tensão de entrada diferencial. Atendendo a que as correntes de colector são dadas por: iC1 = I S e v BE1 VT iC 2 = I S e vBE2 VT I EE = i E1 + i E2 E que E considerando elevado, ou seja, para cada transístor iE=iC, vBE vBE 1 2 conclui-se que: VT VT I EE = iC1 + iC 2 = I S e +e Mesmo sem fazer uma análise quantitativa das curvas de corrente de colector função da tensão diferencial de entrada é simples perceber que as curvas terão a configuração seguinte: +VCC RC v1 vD RC vo1 vo2 vo12 Q2 Q1 vBE1 vBE2 IEE -VEE v2 +VCC RC v1 vD RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 vBE1 v2 vBE2 IEE -VEE Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV +VCC RC v1 vD RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 vBE1 v2 vBE2 IEE -VEE Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV - Para vD=0, a corrente da fonte IEE divide-se igualmente pelos dois transístores, sendo: iC1 = iC 2 I EE ≈ 2 - Para vD>0, aumenta iC1 e diminui iC2, mantendo-se a sua soma constante; para vD>4VT a corrente da fonte passa praticamente toda pelo transístor Q1, ficando iC1=IEE e iC2=0. - Para vD<0, aumenta iC2 e diminui iC1, mantendo-se a sua soma constante; para vD<-4VT a corrente da fonte passa praticamente toda pelo transístor Q2, ficando iC2=IEE e iC1=0. Tem-se então que para o par diferencial, vD é uma grandeza que controla a percentagem da corrente de polarização IEE que atravessa cada ramo do par. As características são simétricas em relação ao eixo das ordenadas e têm uma zona aproximadamente linear na vizinhança de vD=0, ou seja, para |vD|<<2VT. Na prática, pode considerar-se que o troço linear das características corresponde a |vD|<10mV. -10mV 10mV Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV As tensões dos colectores e entre colectores em relação à massa são dadas pelas expressões: vO1 = VCC − RC iC1 vO2 = VCC − RC iC 2 ( vO12 = vO1 − vO2 = − RC iC1 − iC 2 Atendendo à configuração das curvas das correntes nos colectores: +VCC RC v1 vD RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 vBE1 v2 vBE2 IEE -VEE Zona de variação linear Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV ) Funcionamento dinâmico do par diferencial A componente de sinal das tensões entre as bases e os emissores dos transístores é dada por: +VCC RC v1 vD RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 vBE1 v2 vBE2 vbe1 vd = 2 vbe2 vd =− 2 A tensão total entre as bases e os emissores é dada por: vd v BE1 = VBE1 + vbe1 = VBE1 + IEE 2 -VEE vd v BE2 = VBE2 + vbe2 = VBE2 − 2 Como já se viu para o modelo incremental do transístor: ic = g m vbe Teremos portanto: vd ic1 = g m 2 vd ic2 = − g m 2 Para corrente total de colector (soma da componente dc e da componente ac) em cada transístor, obtém-se: iC1 vd I EE = + gm 2 2 I C1 onde iC 2 IC2 ic1 g m = g m1 = g m2 Resulta então: vO1 = VCC − RC VO1 vO2 = VCC vd I EE = − gm 2 2 ic 2 IC I EE = = 40 I C = 40 2 VT +VCC v I EE − g m RC d 2 2 RC vo1 v I − RC EE + g m RC d 2 2 VO2 vo 2 vO12 = vO1 − vO2 = − g m RC v d vo12 v1 vD RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 vBE1 vBE2 IEE -VEE v2 Excitação de modo diferencial: vo12 vO12 = vO1 − vO2 = − g m RC v d vo12 Ad 12 = − g m RC vo1 vo2 0 vo1 = VCC − RC vD VO1 I EE v − g m RC d 2 2 vo1 1 Ad1 = − g m RC vD 2 RC v1 +VCC RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 vBE1 vBE2 IEE -VEE Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vO2 = VCC − RC v2 VO2 Ad2 = I EE v + g m RC d 2 2 vo2 1 g m RC 2 Ganho diferencial O ganho diferencial, Ad, é a relação entre a componente incremental da tensão de saída e a tensão diferencial de entrada. Se a saída for entre um dos colectores e a massa, vo1 v o2 1 1 Ad = Ad = = − g m RC = + g m RC 2 2 vd vd e, se a saída for entre os dois colectores, vo12 Ad = = − g m RC vd Note-se que esta expressão de ganho coincide com a expressão do ganho do andar em emissor comum já estudado. Enquanto o circuito de emissor comum é o andar amplificador básico com componentes discretos, o par diferencial é o andar básico nos circuitos integrados. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Ganho de modo comum Se o par diferencial for perfeitamente simétrico e a fonte de corrente for ideal (resistência dinâmica infinita), a tensão de saída não depende da tensão de entrada de modo comum e, por isso, o ganho de modo comum é nulo: Ac = 0 +VCC RC v1 RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 v2 vC vC IEE -VEE Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Par diferencial com degeneração de emissor Há uma pequena alteração que se pode efectuar ao par diferencial que conduz a um aumento da zona de operação +VCC linear da montagem. RC v1 vD RC Q1 vo1 vo2 vo12 Q2 RX RX IEE -VEE Esta montagem designa-se por par diferencial com degeneração de emissor e implica a utilização de duas resistências RX em série com os emissores dos transístores. Par diferencial com degeneração de emissor Par diferencial O par diferencial com degeneração de emissor tem a vantagem de apresentar funcionamento linear para uma maior gama de valores de vD, mas isto é obtido à custa de uma redução do ganho (menor inclinação das características de transferência). Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Par diferencial com carga activa +VCC Q3 iB4 Q4 iC3 iC4 iC1 iC2 v1 vD iB3 Q2 Q1 vBE1 vBE2 IEE -VEE Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV iO v2 +VCC Q3 iB4 Q4 iC3 iC4 iC1 iC2 v1 vd iB3 Na zona linear tem-se que: Q2 Q1 vbe1 = vd 2 vbe2 = − IEE -VEE vd 2 iO v2 vbe1 = vd 2 vbe2 = − vd 2 A corrente que flúi nos colectores é dada por: ic1 = g m vbe1 v ⇔ ic1 = g m d 2 ic2 = g m vbe2 v ⇔ ic2 = − g m d 2 O parâmetro gm é dado por: I g m = C ( = 40 I C à temperatura ambiente) VT Sendo IC a corrente em repouso de cada transístor, facilmente I EE se verifica que: I EE gm = IC = 2VT 2 +VCC Q3 v1 iB3 iB4 Como pela construção do circuito se verifica: Q4 iC3 iC4 iC1 iC2 Q2 Q1 vd iO v2 vbe4 = vbe3 Dado que o elevado: ic4 = ic3 dos transístores é ic3 ≈ ic1 Conclui-se que: io = iC4 − iC2 IEE -VEE ⇔ io = iC3 − iC2 ⇔ io = iC1 − iC2 v v ⇔ io = g m d − − g m d 2 2 ⇔ io = g mvd +VCC Q3 iB3 iB4 I EE Q4 iC3 iC4 iC1 iO I EE Q2 vd 2 io io = iC1 − iC2 ic2 iC2 Q1 ic1 Par diferencial com carga resistiva IEE -VEE Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vd Par diferencial com carga activa Esta curva indica que a montagem do par diferencial com carga activa se comporta como um amplificador de transcondutância (entrada de tensão e saída de corrente). ic2 ic1 I EE io vd A tensão diferencial de entrada é amplificada, mas no processo de amplificação é convertida numa corrente de saída proporcional ao sinal de tensão da entrada. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Par diferencial MOS +VDD iD1 vG1 RD vD1 T1 RD vD2 T2 ISS -VSS iD2 A análise seguinte é feita considerando que T1 e T2 estão na zona de saturação e desprezando o efeito de VDS sobre ID. Admitindo que os transístores são iguais: k1 = k2 = k vG2 VTh1 = VTh2 = VTh A corrente de dreno será dada por: ( = k (v ) −V ) i D1 = k vGS1 − VTh i D2 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV GS2 Th 2 2 vG1 Procura-se então uma relação entre as correntes de dreno e a tensão diferencial de entrada: 2 2 i D1 = k ( vGS1 − VTh ) i D2 = k ( vGS2 − VTh ) i D2 i D1 +VDD ⇔ vGS2 = + VTh ⇔ vGS1 = + VTh k k iD2 iD1 Dado que v D = vGS1 − vGS2 , então: RD RD vD1 vD2 i D1 i D2 vD = + VTh − + VTh T2 T1 k k vG2 i D1 i D2 ⇔ vD = − k k ISS Elevando ao quadrado ambos os -VSS membros: i D2 k 2 = i D1 k 2 − vD ⇔ i D2 k = i D1 k −2 i D1 k 2 vD + vD 2 ⇔ i D2 = i D1 − 2 ki D1 vD + kvD Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV i D2 = i D1 − 2 ki D1 vD + kvD 2 +VDD iD1 vG1 RD vD1 T1 RD vD2 T2 ISS -VSS iD2 Dado que: iD1 + i D2 = I SS ⇔ i D2 = I SS − i D1 obtemos: I SS − i D1 = i D1 − 2 ki D1 vD + kvD 2 kvD 2 I SS ⇔ i D1 − ki D1 vD + − =0 vG2 2 2 Esta é uma equação do segundo grau em i D1 cuja solução é: i D1 = Que elevando ao quadrado produz: kvD I SS kvD 2 + − 2 2 4 I SS I SS kvD 2 i D1 = + kvD − 2 2 4 I SS I SS kvD 2 i D1 = + kvD − 2 2 4 De forma semelhante para a corrente de dreno 2: i D2 I SS I SS kvD 2 = − kvD − 2 2 4 Esboçando estas curvas que relacionam as correntes de dreno com a tensão diferencial de entrada, obtém-se: I SS I SS iD1 2 iD2 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vd Par diferencial com BJT/MOS +VCC RC v1 Q1 vo1 vo2 RC Q2 vD IEE iD2 iD1 +VDD RD RD vD1 vD2 T1 iD2 T2 vD -VEE ic1 ic2 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV ISS -VSS iD1 vd iD2 ic1 ic2 iD1 vd Relativamente ao par diferencial bipolar obtém-se como vantagem um alargamento da zona linear, servindo este par para amplificar tensões diferenciais de maior amplitude. Como desvantagem em relação ao par diferencial com BJT temos um menor declive das curvas em torno da origem, o que se traduz num menor ganho da montagem. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Amplificadores de potência Características dos amplificadores de potência: • fornecem a elevada potência de sinal requeridos pela carga que alimentam; • proporcionam ao amplificador uma resistência de saída reduzida de forma a fornecer o sinal de saída à carga sem perda de ganho; Exemplos de cargas para amplificadores de potência: • colunas de PAs (public adress); • bobinas de deflexão em monitores vídeo; • servomotores em robots, etc. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Parâmetros importantes Pin Andares de Amplificação Sinal Potência vel desprezá Eficiência do amplificador: Pcarga η= Amplificador de Potência or p as ção d r Pe sipa dis Pcarga Pin Pcarga Pcarga < Pin é a potência do sinal entregue à carga. Pin é a potência entregue ao amplificador pelas fontes de alimentação. PD = Pin − Pcarga é a potência dissipada nos componentes Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Hipérbole de máxima dissipação de potência Potência total dissipada no transístor (desprezando uma pequena potência na base): PD = VCE I C Para um dado transístor, condições de transferência de calor (como dissipadores), e temperatura, existe um valor máximo de PD até ao qual o transístor deve operar. Indicando este valor como PDmáx, podemos exprimir a equação anterior como: VCE I C = PDmáx Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Hipérbole de máxima dissipação de potência: IC PDmáx = VCE I C VCE Região de operação segura Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV A hipérbole não é o único limite que deve ser observado: • existe um valor máximo de VCE , indicado no gráfico como VCE máx ; • existe também um valor máximo de I C, indicado no gráfico por I C ; máx IC ICmax PDmáx = VCE I C VCEmax VCE Assim, a região de operação segura do transístor é a região limitada pela hipérbole de máxima dissipação de potência e pelos valores máximos de tensão e corrente suportados pelo transístor. Para um dado ponto de operação, é absolutamente essencial que a tensão, corrente, e potência se situem abaixo dos seus respectivos Dep. de Engenharia Electrotécnica valores máximos. ESTV Classificação dos amplificadores de potência Os amplificadores de potência são classificados de acordo com a fracção do tempo em que um transístor de saída conduz corrente. Os amplificadores de classe A têm transístores de saída em que a corrente de sinal flúi constantemente. Para maior eficiência, os amplificadores de classe B empregam transístores que estão activos apenas em metade do tempo, caso contrário estão ao corte. Os transístores em amplificadores da classe AB conduzem corrente durante ligeiramente mais de metade do tempo. Os amplificadores de classe AB têm eficiências próximas dos amplificadores de classe B, mas produzem menor distorção. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Amplificador de classe A +VCC VBE Q vIN IEE RL vO -VCC Os amplificadores classe A são uma boa escolha quando o projecto tem especificações muito exigentes quanto à distorção; contudo, veremos que a sua pequena eficiência impõe requisitos exigentes aos transístores e à fonte de alimentação. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Relação entre a saída e a entrada Se o sinal de entrada for vIN, +VCC na base do transístor teremos: VBE vB = vIN + VBE Q vIN IEE RL -VCC da base para o emissor cai um valor de tensão VBE, pelo que: vO vE = vB − VBE = vIN + VBE − VBE = vIN Dado que a saída da montagem é retirada do emissor do transístor: vO = vIN Será este o resultado esperado de um amplificador?????? Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Relação entre a saída e a entrada Geralmente um andar de saída não pretende amplificar a amplitude do sinal de tensão. +VCC VBE Q vIN IEE RL -VCC Este andar pretende facultar à carga toda a corrente que esta pedir sem que haja uma redução do ganho. Existe por isso um ganho de potência. Caso recorrêssemos a um andar comum de amplificação como último andar do amplificador em vez de um amplificador de potência, a ligação da carga na saída iria degradar o comportamento da montagem reduzindo o ganho total da mesma. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Ponto de funcionamento +VCC VBE Q vIN IEE Quando vi é zero, condições: vO é zero. Nestas (VCE , I C ) = (VCC , I EE ) sendo este o ponto de funcionamento do circuito. RL vO -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Projecto do amplificador de classe A +VCC VBE Q vIN iE IEE -VCC Pretendemos projectar o valor da fonte de corrente ideal para um dado valor de carga RL. Em repouso o transístor deve apresentar um ponto de funcionamento localizado no meio da recta de carga (relação entre iC e vCE). iO A corrente de emissor do transístor é dada por: iE = I EE + iO ⇔ RL vO v iE = I EE + Dado que iC ≈ iE tem-se: O RL iC = I EE + vO ⇔ RL iC = I EE + VCC − vCE V v ⇔ iC = I EE + CC − CE RL RL RL Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Temos já uma expressão que relaciona iC com vCE pelo que podemos traçar a recta de carga: iC = I EE + Para vCE =0: Para iC =0: VCC vCE − RL RL iC = I EE + VCC RL vCE = VCC + RL I EE iC Ponto de funcionamento IEE VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vCE iC I EE + VCC RL IEE VCC + RL I EE vCE VCC Em projecto, escolhe-se de forma a que a excursão do sinal de saída seja a maior possível. VCC = 1 (VCC + RL I EE ) VCC = 1 (VCC + RL I EE ) ⇔ 2 I EE 2 2 iC 1 1 VCC − VCC = RL I EE ⇔ 2 2 1 1 IEE VCC = RL I EE ⇔ 2 2 V I EE = CC RL 2VCC VCC vCE Assim, obtém-se a nova recta de carga que garante a máxima excursão do sinal: VCC vCE vCE iC = I EE + RL − RL ⇔ iC = 2 I EE − RL Características de transferência do amplificador de Classe A +VCC VBE −VCC ≤ vo ≤ VCC Q vIN iE IEE A máxima excursão do sinal vO está naturalmente limitada pelas fontes de tensão que alimentam o circuito: no entanto, a constituição do circuito, nomeadamente a presença do transístor e da fonte de corrente, impõem outras RL vO restrições: −VCC + V fonte _ corrente ≤ vo ≤ VCC − VCE min sat -VCC Conhecendo estas restrições e sabendo que vO (t ) = vI (t ), a função de transferência de um amplificador de classe A é representada graficamente por: VCC - VCEsat vO vI -VCC + Vf.c.min Distribuição de potência e eficiência Distribuição de potência sem sinal de entrada: No circuito do amplificador de classe A, verifica-se que quando vI=0, cada fonte de alimentação produz uma tensão de valor VCC e é atravessada por uma corrente IEE. Então a potência total entregue ao circuito pelas fontes é de: Pin = VCC I EE + VCC I EE = 2VCC I EE +VCC Substituindo pelo seu valor de projecto ( I EE = VCC ): VBE RL Q vIN RL vO IEE -VCC 2 VCC Pin = 2 RL Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Sinal de entrada nulo or p as ção d r Pe sipa s diAmplificador de Pcarga = 0 Potência Sinal de saída nulo Pin Dado que da potência entregue ao circuito, nenhuma fracção chega à carga (pois o sinal entregue à carga é nulo), toda ela é dissipada no circuito: Perdas por dissipação = Pin Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Dissipação de potência Dado que o transístor está polarizado com (VCC , I EE ) (ponto de funcionamento), a sua dissipação de potência sem sinal de entrada será: P = VCC I EE 2 VCC = RL A fonte de corrente constante terá aos seus terminais uma tensão de VCC e gera uma corrente IEE pelo que também dissipa: VBE +VCC IC=IEE Q vIN=0 IEE VCE=VCC VCC -VCC P = VCC I EE 2 VCC = RL RL vO=0 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Potência total fornecida Distribuição da ao circuito potência de entrada sem sinal +VCC VBE pa i Q s Dis 0% 5 vIN=0 IEE ipa s s Di 0% 5 -VCC Duas fontes fornecem: vO=0 RL 2 VCC Pin = 2 RL ula n cia ga n r tê Po a c a n Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístor de potência 2 dissipa: VCC RL Fonte de corrente dissipa: 2 VCC RL Sinais no amplificador de classe A i C IEE vB +VCC VBE VCC VBE vIN Q VCC vIN VCC vO VBE vF_C vF_C 2VCC vCE RL IEE -VCC iO vO VCC Distribuição de potência no amplificador de classe A com sinal sinusoidal de entrada Potência de entrada média Assumindo um sinal de entrada da forma vI (t ) = V sin ωt, verifica-se que a corrente média na fonte de alimentação positiva é ainda IEE. Assim sendo, a equação 2 Pin = 2VCC I EE = 2 VCC RL expressa a potência de entrada média para o circuito quer para a condição do circuito em repouso (sem sinal de entrada) quer para a condição de circuito com sinal (com sinal de entrada). Potência média de saída Na presença de sinal, a potência média de saída é o quadrado do valor eficaz da tensão na carga dividido por RL : Pcarga = Vef2 RL = 2 VO 2 máx RL 2 = VOmáx 2 2 RL Eficiência Para se obter a eficiência (rendimento) do amplificador de classe A, substituem-se as equações que expressam a potência média de saída e a potência média de entrada na equação: η= Pcarga Pin η = 0, 25 Pcarga = ⇔ VOmáx 2 VCC VOmáx 2 2 RL 2 VCC Pin = 2 RL As duas últimas equações mostram que quer a potência de saída, quer a eficiência aumentam com a amplitude do sinal, atingindo um máximo quando VO ≈ VCC. máx Esta potência máxima é de: Pmax 2 VCC = 2 RL E corresponde a um rendimento de: η = 0,25 (25%) Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Dissipação de potência para um sinal de entrada sinusoidal +VCC VBE Q vIN vO IEE RL -VCC Fonte de corrente: A dissipação média na fonte de corrente mantém-se constante. Transístor: O transístor dissipa o que constitui o diferencial entre a potência entregue pelas fontes de tensão e a potência dissipada pelas fontes de corrente e a potência entregue à carga. Dado que a potência máxima de saída é usualmente uma condição chave no projecto, denota-se por: Pmax 2 VCC = 2 RL Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Potência total fornecida ao circuito Distribuição da potência de entrada sem sinal Duas fontes fornecem: Transístor de potência Máxima potência entregue 2 à carga: VCC dissipa: = Pmáx a arg c P 2 RL 2 % VCC 25 Transístor de potência = 2 Pmáx 2 RL dissipa: V CC = Pmáx pa i s s pa 2 RL Di % ssi 2 VCC Pin = 2 = 4 Pmáx RL 50 Fonte de corrente dissipa: Distribuição da potência de entrada se a entrada tem amplitude VCC Di 5% 2 Fonte de corrente dissipa: 2 CC V = 2 Pmáx RL ipa s Dis 0% 5 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV 2 VCC = 2 Pmáx RL ipa s s Di 0% 5 Distribuição de potência no amplificador de classe A com sinal sinusoidal de entrada Na situação de rendimento máximo: +VCC VBE VCC Vin pa i s is DQ % 25 Vout VCC vIN IEE pa i s Dis 0% 5 -VCC RL vO ga P car % 25 A última coluna da tabela anterior mostra a distribuição de potência no circuito para o caso de máxima amplitude. À medida que se liga o sinal e se aumenta gradualmente a sua amplitude, a dissipação no transístor diminui – a potência entregue à carga iguala exactamente esta redução na dissipação do transístor. Para um sinal de amplitude máxima, a potência na carga é ¼ da potência entregue pelas fontes de tensão, sendo a eficiência de 25%. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Projecto de um amplificador de classe A Considere-se agora o projecto de um amplificador de classe A. As suas especificações envolvem tipicamente valores pretendidos de RL e de Pmáx , e pretende-se que o circuito opere na maior eficiência possível. Fonte de alimentação Fonte de corrente - o valor da tensão dc; - corrente dc; - valores médios de - dissipação de potência corrente que vai debitar; Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Transístor - dissipação de potência; - corrente máxima; - limite inf. para a tensão de breakdown. Vantagens e desvantagens do amplificador de Classe A Vantagens: - Amplificador muito simples; - Operação linear; - Grande fidelidade na reprodução dos sinais a amplificar; Desvantagens: - Muito ineficiente; - Potências elevadas requerem muito maior eficiência; - Toda a potência que não é entregue à carga é dissipada conversão em calor potenciais problemas térmicos; - Necessidade de recurso a elementos de dissipação de calor; Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Porque é o amplificador de classe A tão ineficiente? - um transístor pode conduzir apenas num sentido; - polarização dc é necessária para lidar com sinais com ciclos negativos; - 75% ou mais da potência entregue ao circuito é dissipada pela polarização dc; Solução: - eliminar a corrente de polarização! Amplificador de classe B Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Amplificador de Classe B +VCC Q1 RL vI Q2 -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vO Amplificador de classe B em repouso +VCC Q1 vI=0 RL Q2 -VCC Sendo o sinal de entrada nulo, vI=0, verificase que: - a malha que envolve a junção BaseEmissor do transístor 1 dispõe de 0V para distribuir pelos elementos que a constituem. - a malha que envolve a junção BaseEmissor do transístor 2 dispõe também de 0V para distribuir pelos elementos que a vO constituem. - assim, em repouso, nenhuma corrente é produzida nos colectores de Q1(npn) e de Q2(pnp). - Dado que nenhum deles conduz, a dissipação de potência em repouso é nula! Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Modo de operação +VCC Q1 Quando vI ultrapassa VBE, o transístor Q1 entra na região activa mas o transístor Q2 continua ao corte: vO = vI − VBE , vI > VBE A equação anterior verifica-se para valores de vI crescentes até que Q1 sature: vOmáx = VCC − VCEsat vI Q2 -VCC assume valores negativos RL vO Quando vI (inferiores a -VBE ), o transístor Q2 passa a operar na região activa, e a tensão de entrada e saída verificam: vO = vI + VBE , vI < −VBE até o transístor saturar em: vOmín = −VCC + VCEsat Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Ponto de funcionamento +VCC vI Q1 vI Q2 -VCC Dado que o transístor Q1 ‘empurra’ corrente para RL e que o transístor Q2 ‘puxa’ corrente de RL, esta associação de transístores é conhecida em inglês push-pull (puxaempurra). RL vO Para que o transístor Q1 conduza durante apenas meio período, ele é polarizado próximo do corte. Desta forma apenas os ciclos positivos farão variar a corrente que o atravessa e a tensão aos seus terminais. O seu ponto de funcionamento é então (VCC,0) (corte). Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Característica de transferência do amplificador de classe B vO +VCC VCC - VCEsat Q1 -VBE vI RL vO VBE Q2 -VCC + VCEsat -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vI Distorção de crossover vO VCC - VCEsat +VCC -VBE VBE Q1 vI RL vO vI -VCC + VCEsat Q2 -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Distorção de crossover +VCC Q1 vI RL vO Q2 -VCC Distorção de crossover Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vO VCC - VCEsat -VBE VBE vI -VCC + VCEsat Dado que ambos os transístores estão ao corte para pequenos valores de vI , a onda de saída é altamente distorcida nas proximidades da passagem do sinal por zero. Esta distorção de crossover é um problema sério, que é especialmente severo para sinais de amplitude reduzida. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Distorção de crossover +VCC Q1 vI RL Q2 -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Amplificador de classe AB +VCC iC1 IBB Q1 iO RL vI Q2 IBB iC2 -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vO Ponto de funcionamento +VCC IBB iC1 Q1 iO vI IBB O amplificador de potência de classe AB elimina a distorção de crossover polarizando os transístores um pouco acima do corte, de forma a que eles conduzam quando vI=0. Q2 iC2 RL vO -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Função de transferência Quando vI se torna suficientemente positiva, o transístor Q2 entra no corte enquanto o transístor Q1 se mantém na zona activa. +VCC IBB iC1 Q1 iO vI IBB Q2 iC2 Para vI negativo, o transístor Q1 entra no corte e o transístor Q2 entra na zona activa. Mais uma vez, tem-se como uma aproximação razoável: RL vO vO = v I + VD − VBE ≈ v I + 0,7 − 0,7 ≈ v I vO ≈ vI -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Função de transferência vO VCC - VCEsat +VCC IBB iC1 Q1 iO vI IBB Q2 iC2 vI RL vO -VCC + VCEsat -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vO VCC - VCEsat +VCC IBB iC1 Q1 iO vI IBB vI Q2 iC2 -VCC + VCEsat RL v O -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV e da d o ina ã rç lim o t e s Di over ss o r c Outras montagens de polarização de amplificadores de classe AB +VCC iC1 Q1 iO RL vI Q2 iC2 -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vO +VCC iC1 IBB Q1 iO RL Q2 vI iC2 -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vO Polarização por recurso a multiplicador de VBE +VCC iC1 IBB Q1 + iO R2 VBB vI R1 RL Q2 iC2 -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vO O circuito de polarização consiste num transístor associado a duas resistências R1 e R2. O circuito resultante é alimentado por uma fonte de corrente de valor Ibias (bias=polarização). +VCC IBB + VBB vI R2 R1 Se ignorarmos a corrente de base de Q3 (usualmente muito pequena), então R1 e R2 conduzirão a mesma corrente IR , dada por: Q1 Q3 Q2 -VCC RL IR = vO VBE3 R1 e a tensão VBB aos terminais do circuito de polarização será: V = I ( R + R ) BB R 1 = VBE3 1 + Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV 2 R2 R1 Assim, o circuito simplesmente apresenta aos seus extremos uma tensão que é igual a R VBE1 multiplicada por um factor 1 + R , sendo conhecido por “circuito multiplicador de VBE”. 2 1 +VCC IBB + VBB vI Q1 R2 R1 Q2 RL vO -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Em projecto de circuitos recorrendo a componentes discretos, pode ser usado um potenciómetro, como ilustrado na figura. +VCC IBB + Q1 VBB vI Este potenciómetro é manualmente ajustado para produzir a tensão desejada. Q2 RL vO -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Distribuição de potência e eficiência de amplificadores de Classe B e AB O amplificador de classe AB apenas difere do amplificador de classe B numa pequena tensão que é criada para polarizar as bases dos transístores (o que elimina a distorção de crossover). Dado que as correntes de polarização nos transístores são pequenas, a potência dissipada em repouso é muito baixa, sendo desprezável, sendo por isso as potências em jogo essencialmente as mesmas. Considerando como sinusoidais os sinais presentes no amplificador, a potência de entrada é dada por: Pin = VCC1 iC1média + VCC 2 iC2 média Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV iC1 (iC2) será a corrente de condução do transístor Q1 (transístor Q2) que é aproximadamente meia onda por período. Conclui-se então que os valores médios das correntes são dados por: V i iC1média = iC2 média = C π iC π = = Omáx π RL VOmáx π RL Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Dado que a tensão se mantém constante, variando apenas a corrente que atravessa cada uma das fontes, a potência entregue por cada uma das fontes será dada pela expressão: Pin = VCC iC média Somando a potência entregue pelas duas fontes: Pin = 2 π VCC VOmáx RL O valor médio da potência fornecida à carga é, tal como para o amplificador de classe A, dado por: Pcarga = VO2máx 2 RL Através das equações da potência fornecida pelas fontes e da potência entregue à carga é então possível determinar o 2 VOmáx rendimento (eficiência): η= Pcarga Pin 2 RL π VOmáx = = VO 4 VCC 2 VCC máx RL π η= π VOmáx 4 VCC O rendimento máximo ocorre para VO ≈ VCC : η= π 4 = 0,785 (78,5% ) Este valor é muito superior ao máximo obtido em amplificadores de classe A (25%). O valor médio da potência dissipada nos transístores será: PD = Pin − Pcarga = 2 π VCC VOmáx RL Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV − VO2máx 2 RL máx máx máx pa i s Dis ,5% 21 a P carg % ,5 78 Relativamente a amplificadores de classe A: - deixa de haver dissipação de potência nos transístores na situação de repouso; - deixa de haver uma fonte de corrente a dissipar potência significativa; - aumenta o rendimento do amplificador; - menor fidelidade ao sinal de entrada (especialmente importante para sinais de pequena amplitude); Protecção contra curto-circuitos Q1 IO Vout iO Vin vI RL Q2 iC2 -VCC vO RL a diminuir Se RL assumir um valor reduzido ou se o terminal de saída for inadvertidamente ligado à massa, a corrente que fluí nos transístores tornar-se-á demasiadamente elevada e poderá conduzir à sua destruição. +VCC iC1 Se acrescentarmos resistências em série aos emissores dos transístores, garantimos que existe sempre um mínimo de resistência presente que evite um valor demasiado elevado de corrente. +VCC iC1 Q1 iO vI RL Q2 iC2 -VCC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Outra solução é a ilustrada na figura seguinte: +VCC iC1 Q1 Q3 RE1 iO vI RE2 RL Q2 -VCC iC2 A grande corrente que circulará através de Q1 na situação de curto-circuito levará a uma queda de tensão aos terminais de RE1 de valor suficiente para que Q5 entre na região activa. O colector de Q3 conduzirá então a maior parte da corrente de polarização, desviando a corrente de base de Q1. A corrente através de Q1 será portanto reduzida a um nível de operação seguro. Circuito de desligar térmico Para além da protecção contra curto-circuitos, a maioria dos circuitos integrados está também equipada com um circuito que mede a temperatura do chip e liga um transístor no caso de a temperatura exceder um valor de segurança previamente definido. Esse transístor é ligado de forma a absorver a corrente de polarização do amplificador, desligando a sua operação. +VCC Q1 Z1 R1 R2 -VCC Q2 Os dois componentes fundamentais no processo de desligar térmico são o díodo zener e o transístor Q1. +VCC Temperatura Z1 Iout=0 Q1 Z1 VZT 2 VZT 1 R1 R2 Off Q2 On Q1 VBET 1 V BET 2 -VCC Para a situação inicial de temperatura, a montagem é projectada de forma a que Q2 esteja ao corte. Para uma temperatura de risco, a montagem é projectada de forma a que o transístor Q2 desvie corrente dos pontos críticos. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV O transístor Q2 está normalmente desligado. À medida que a temperatura do chip cresce, a combinação do coeficiente de temperatura positivo do díodo zener, com o coeficiente de temperatura negativo de VBE1 fazem com que a tensão no emissor de Q1 se eleve. +VCC Q1 Z1 R1 R2 -VCC Q2 Isto, por sua vez, aumenta a tensão na base de Q2 até um ponto em que ele passa a funcionar, desviando corrente de algum ponto do circuito, evitando que o circuito continue a operar. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Amplificador sem realimentação Vi A Sinal de saída (VO) Sinal de entrada (VS) A forma mais comum de um amplificador é a ilustrada na figura. Caso os componentes internos do amplificador sofram variações nos seus valores, o factor de amplificação A reflecte-o imediatamente, alterando o seu valor. A situação ideal seria tornar o sistema amplificador imune a variações nos componentes que constituem o amplificador. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Realimentação A realimentação é actualmente usada em amplificadores áudio, em sistemas controladores industriais e osciladores, para nomear apenas algumas aplicações. Realimentação significa devolver uma porção do sinal de saída de um circuito à entrada do mesmo ou de um andar anterior. Se o sinal realimentado está em oposição de fase, opondo-se ao sinal original de entrada, a realimentação é dita negativa ou degenerativa. Contudo, se o sinal realimentado está em fase, e sendo assim reforça o sinal de entrada original, a realimentação é dita positiva ou regenerativa. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Uma configuração genérica de amplificação com realimentação é ilustrada na figura seguinte: Ponto de soma Vi Sinal de entrada (VS) Sinal de realimentação (Vf) A Sinal de saída (VO) Malha de realimentação O sinal de saída é realimentado na entrada via uma malha de realimentação. A letra grega é usada para representar a percentagem do sinal de saída que é realimentada. Esse parâmetro é chamado de factor de realimentação. A realimentação pode ser na forma de tensão ou corrente, sendo a diferença entre as duas situações discutida mais à frente. Realimentação negativa Vantagens da realimentação negativa: Em projecto de amplificadores, a realimentação negativa é usada para ter efeito sobre uma ou mais das seguintes propriedades: - dessensibilizar o ganho: tornar o valor do ganho menos sensível a variações no valor de componentes do circuito e a mudanças na temperatura; - reduzir a distorção não linear: tornar a saída proporcional à entrada (por outras palavras, tornar o ganho constante independentemente do nível do sinal); - reduzir o efeito do ruído: minimizar o efeito no sinal de saída de sinais eléctricos indesejados gerados por componentes do circuito ou por interferência externa; Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV - controlar a impedância de entrada e de saída: aumentar ou diminuir a impedância de entrada ou de saída escolhendo a topologia de realimentação adequada; - aumentar a largura de banda de um amplificador. Desvantagens da realimentação negativa: Todas as propriedades acima são desejáveis, mas são obtidas à custa de uma redução no ganho. O factor de realimentação é o factor pelo qual o circuito é dessensibilizado, pelo qual a impedância de entrada de um amplificador de tensão é aumentada, pelo qual a largura de banda de um amplificador é estendida, etc. Sintetizando, a ideia básica da realimentação negativa é trocar ganho por propriedades desejáveis. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Vi VS A VO Vf No ponto de soma, o sinal original VS e o sinal de realimentação Vf (porção do sinal de saída ) são somados (ou subtraídos) para constituir o novo sinal de entrada Vi: Vi = Vs ± V f O sinal ± é determinado pelo tipo de realimentação. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Vi VS A VO Vf Vi = V s ± V f Sendo Vf = Vo, obtém-se: Vi = Vs ± βVo Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Vi VS A VO Vf Sendo a realimentação negativa: Vi = Vs − βVo A tensão de saída do amplificador será dada por: Vo = AVi ⇔ Vo = A(Vs − V f ) ⇔ Vo = A(Vs − βVo ) onde A é o ganho do amplificador. Vi VS A Vf VO O ganho de tensão do sistema completo incluindo realimentação, representado por A’ (também representado por Af), é dado por: Vo A' = Vs É possível verificar qual o valor do novo ganho com realimentação A’ relativamente ao ganho anterior A. Para isso basta desenvolver a expressão anterior fazendo aparecer por substituição de variáveis a variável A. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Vi VS Vf A’ A VO A' = Vo ⇔ Vs A' = AVi ⇔ Vs A' = Então, quando um amplificador de ganho A é realimentado negativamente com um factor de realimentação , o novo ganho do sistema amplificador com realimentação, A’, é dado por: A A' = 1 + βA Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV A(Vs − V f ) ⇔ Vs A(Vs − β Vo ) A' = ⇔ Vs A' = A − Aβ Vo ⇔ Vs A' = A − AβA' ⇔ A'+ AβA' = A ⇔ A' = A 1 + βA Efeitos da realimentação negativa no ganho O ganho com realimentação depende de dois factores: - o ganho do amplificador A; - o valor do factor de realimentação ; Exemplo: Se um amplificador tem um ganho de 80 sem realimentação, e se um factor de realimentação de 0,1 é aplicado, o ganho com realimentação A’ será: A 80 80 = = = 8,88 A' = 1 + βA 1 + 0,1 ⋅ 80 9 Com realimentação negativa, o ganho do amplificador é reduzido por um factor de 9. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Quanto maior o factor de realimentação, menor o ganho da montagem total. Apesar de a realimentação negativa baixar o ganho do amplificador, poderão ser obtidas melhorias no seu desempenho (como atrás visto): - dessensibilizar o ganho - reduzir a distorção não linear - reduzir o efeito do ruído - controlar a impedância de entrada e de saída - aumentar a largura de banda de um amplificador. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Efeitos da realimentação negativa na estabilidade do ganho O ganho de um amplificador com realimentação mantém-se relativamente constante quando ocorre uma variação nas condições de funcionamento. Isto pode ser muito importante numa situação de controlo industrial, por exemplo, onde a alteração do ganho de um amplificador devido a variações nas condições de funcionamento (temperatura ambiente por exemplo) poderia significar que um lote completo da produção fosse perdido. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Assumindo que um aumento de temperatura tem como consequência a variação do ganho de um amplificador de 80 para 90. A variação ocorrida foi de: 90 − 80 Variação(% ) = ⋅ 100% = 12,5% 80 O ganho com realimentação negativa é dado por: A 90 ⇔ =9 A' = 1 + βA 1 + 0,1 ⋅ 90 Recorrendo a este exemplo e ao exemplo anterior, vemos que a variação do ganho total com realimentação negativa foi passar do valor 8,9 para o valor 9. Isto representa uma variação de 1,11% o que constitui uma variação cerca de 10 vezes menor relativamente à situação sem realimentação. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Para além disso, dado que a distorção de amplitude e frequência são causadas por variações no ganho, ambos os efeitos são reduzidos devido à realimentação negativa. Quando o valor A é elevado quando comparado com a unidade, devido ao ganho elevado ou devido a um elevado, o denominador 1+ A é aproximadamente igual a A, e a equação para o ganho com realimentação transforma-se em: A' = A A 1 ≈ = 1 + βA βA β Assim, desde que o ganho A da montagem amplificadora seja elevado, ao introduzir-se realimentação, o ganho total da montagem deixa de depender do ganho A do amplificador e passa a ser essencialmente dependente da malha de realimentação. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Tipos de Amplificadores Um amplificador pode ser visto como um sistema electrónico que produz uma saída proporcional a uma entrada. Dependendo do tipo de grandeza de saída (tensão ou corrente) e do tipo de grandeza da entrada (tensão ou corrente), vários tipos de amplificadores podem ser considerados: - Amplificador de tensão; - Amplificador de corrente; - Amplificador de transcondutância; - Amplificador de transresistência. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Amplificadores de tensão Os amplificadores de tensão têm como finalidade fornecer um sinal de tensão de saída, amplificando um sinal de tensão de entrada. O amplificador de tensão é essencialmente uma fonte de tensão controlada por tensão. Dado que a fonte de sinal é essencialmente uma fonte de tensão, é conveniente representá-la em termos do seu circuito equivalente de Thévenin. A impedância de entrada do amplificador de tensão deve ser elevada, e a impedância de saída deve ser pequena. Dessa forma o amplificador amplificará de forma mais eficiente o sinal de entrada. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Rs A + Vs Vi Ri Ro AVi + VO RL - - Num amplificador de tensão a grandeza de saída de interesse é a tensão. Dada a representação em equivalente de Thévenin da fonte, o sinal de realimentação deve ser uma tensão que possa ser misturada em série com a tensão de entrada. Uma topologia adequada é a derivação paralela realimentação série, ilustrada na figura do slide seguinte. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV e Amplificador de tensão realimentado na topologia série-paralelo. Rs A + Vs Vi - Vf + Ri Ro AVi + VO - - Vf= VO Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV RL Rs Vs - Vf + + Vi - A Ri Ro AVi + VO RL - Esta montagem, não só estabiliza o ganho de tensão como resulta numa resistência de entrada mais elevada (intuitivamente, um resultado da ligação série na entrada) e uma resistência de saída menor (intuitivamente, resultado da ligação paralela à saída), que são propriedades desejáveis para um amplificador de tensão. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Amplificadores de corrente IO A Is Rs Ii Ri AIi Ro Neste tipo de amplificadores o sinal de entrada é uma corrente, pelo que a fonte de sinal é mais convenientemente representada pelo seu equivalente de Norton. A grandeza de saída de interesse é a corrente, pelo que a malha de realimentação deve amostrar essa corrente de saída. O sinal de realimentação deve ser uma corrente de forma a poder ser misturado em paralelo com a fonte de corrente. Assim, a topologia indicada para um amplificador de corrente é a derivação série e realimentação paralela ilustrada na figura. RL Amplificador de corrente realimentado na topologia paraleloIO série. A Is Rs Ii Ri AIi If = IO Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Ro RL A Is Rs Ii Ri IO AIi Ro RL If Esta topologia não só estabiliza o ganho de corrente como também resulta numa resistência de entrada menor e numa maior resistência de saída, que são características desejáveis num amplificador de corrente. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Amplificadores de transcondutância Rs A + Vs Vi IO AVi Ri Ro RL - Neste tipo de amplificadores o sinal de entrada é uma tensão e o sinal de saída é uma corrente. Assim, a topologia indicada é a derivação série e realimentação série Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Amplificador de transcondutância realimentado na topologia série-série. I Rs O A + Vs Vi - Vf + Ri AVi - Vf= VO Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Ro RL Amplificadores de transresistência A Is Rs Ii Ri Ro AIi + VO RL - Neste tipo de amplificadores o sinal de entrada é uma corrente e o de saída uma tensão. A topologia indicada neste caso é a derivação paralela e realimentação paralela ilustrada na figura. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Amplificador de transresistência realimentado na topologia paralelo-paralelo. A Is Rs Ii Ri Ro AIi + VO - If = IO Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV RL Efeitos da realimentação nas características de entrada e saída dos amplificadores Foi visto como conceptualmente proceder à realimentação de vários tipos de amplificadores no que respeita à forma como os sinais são extraídos da saída e realimentados na entrada. Será útil verificar qual a configuração circuital da malha de realimentação para cada tipo de amplificador. Com base em todo o circuito, circuito amplificador e malha de realimentação, será possível através de alguma análise determinar os efeitos quantitativos da realimentação nas características de entrada e de saída dos amplificadores. Para simplificação da análise, deste ponto em diante consideraremos nulas as resistências internas das fontes de sinal (de tensão e corrente). Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV A topologia de realimentação série-paralelo estabiliza a relação Vo Vs pelo que é indicada para amplificadores de tensão. A estrutura ideal do amplificador realimentado na tipologia série paralelo é ilustrada na figura seguinte: A + Vs Vi - Vf + Ri Ro AVi + VO - - + VO VO - RL O ganho de tensão de malha fechada (com realimentação) Af é dado, como já visto, por: VO A Af = = Vs 1 + Aβ O circuito equivalente para o amplificador realimentado na topologia série-paralelo é mostrado na figura seguinte: Af + Vs Vi + Rif Rof AfVi + VO - - Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV RL Vs + Vi Ri - + Vs Vi Ri -V + f A A VO Af Vs + Vi Rif -- Ro AVi Ro AVi + VO Rof AfVi Partimos da situação de + amplificação sem VO RL realimentação. - + VO RL Realimenta-se o amplificador de acordo com o seu tipo (grandezas em jogo na saída e na entrada) Toda a montagem (amplificador já realimentado) pode ser + vista como um novo VO RL amplificador com novos parâmetros. Ii Expressão dos novos parâmetros do amplificador de tensão realimentado na topologia série-paralelo. + Vi Ri -V + f Vs A VO Af Vs + Vi Rif - Ro AVi + VO - Rif = Vs V V = s = Ri s Vi Ii Vi Ri Vi + V f Vi + βVO = Ri = Ri Vi Vi V + β AVi = Ri i ⇔ Vi + VO Rof AfVi Cálculo da nova resistência de entrada: + VO - Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Rif = Ri (1 + β A) Rif > Ri Rif = Ri (1 + β A) Isto significa que, neste caso a realimentação negativa aumentou a resistência de entrada por um factor de (1+ A). Dado que a derivação da equação anterior não depende do método de amostragem do sinal de saída (paralela ou série), conclui-se que a relação entre Rif e Ri só depende do método de mistura dos sinais de entrada e de realimentação. Note-se que este resultado não é surpreendente e é fisicamente intuitivo: dado que a tensão de realimentação Vf se subtrai a Vs, a tensão que aparece aos terminais de Ri, isto é, Vi, torna-se mais pequena. Assim, a corrente de entrada Ii torna-se também mais pequena, o que equivale a ter-se na entrada uma resistência equivalente maior. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Para determinar a resistência de saída, Rof, do amplificador realimentado, torna-se o sinal de entrada nulo e aplica-se uma tensão de teste Vx à saída, como ilustrado na figura seguinte. + Vs=0 Vi Ri -V + f A VO Ix Ro AVi + VO - + Vx - Vx V x − AVi Rof = Ix = Ix Ro Vi = −V f = − βVo = − βV x V x + AβV x Ix = Ro V Ro Rof = x = I x 1 + Aβ Rof < Ro Isto é, neste caso a realimentação negativa reduz a resistência de saída por um factor (1+ A). . Pode verificar-se que a derivação feita não depende do método de mistura na entrada. Assim, a relação entre Rof e Ro depende apenas do método de amostragem da saída. Conclui-se então, que para um amplificador de tensão realimentado na topologia série-paralelo, o ganho, a resistência de entrada e a resistência de saída apresentam as variações qualitativas e quantitativas a seguir indicadas: Vs + Vi Ri - A Ro AVi Com realimentação Af Vs + Vi Rif - Ganho A + VO RL Resistência de entrada Ri Resistência de saída Ro Ganho: Af = A 1 + Aβ Resistência de entrada Rif Rof AfVi + Rif = Ri (1 + β A) VO RL Resistência de saída Rof Ro Rof = Dep. de Engenharia Electrotécnica 1 + Aβ ESTV A topologia de realimentação paralelo-série é indicada para realimentar amplificadores de corrente. IO A Is Ii AIi Ri Ro RL If IO IO O ganho de corrente de malha fechada (com realimentação) Af é dado, como já visto, por: I A Af = O = I i 1 + Aβ O circuito equivalente para o amplificador realimentado na topologia paralelo-série é mostrado na figura seguinte: IO Af Is Ii Rif AfIi Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Rof RL A Is Ii Ri IO Ro AIi IO A Is Ii Ro AIi Ri RL Realimenta-se o amplificador de acordo com o seu tipo (grandezas em jogo na saída e na entrada) If IO IO Af Is Ii Rif Partimos da situação de amplificação sem RL realimentação. IO Rof AfIi Toda a montagem (amplificador já realimentado) pode ser vista como um novo RL amplificador com novos parâmetros. Expressão dos novos parâmetros do amplificador de corrente realimentado na topologia paralelo-série. A + Vi Is - Ii Ri IO AIi Ro Rif = Vi RI = i i Is Is Ii Ii = Ri = Ri Ii + I f Ii + β Io If IO Af Is Cálculo da nova resistência de entrada: Ii Rif IO = Ri IO AfIi Rof Ii I i + β AI i Ri Rif = 1+ β A Rif < Ri Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV ⇔ Para determinar a resistência de saída, Rof, do amplificador realimentado, torna-se o sinal de entrada nulo e aplica-se uma tensão de teste Ix à saída, como ilustrado na figura seguinte. Ix A Is=0 Ii Ri AIi Ro + Vx - Vx Rof = Ix Vx = Ro ( I x − AI i ) Ii = − I f = −β Io = −β I x Vx = Ro ( I x + Aβ I x ) If IO IO Vx Rof = = Ro (1 + Aβ ) Ix Rof > Ro Isto é, neste caso, a realimentação negativa aumenta a resistência de saída por um factor (1+ A). . Pode verificar-se que a derivação feita não depende do método de mistura na entrada. Assim, a relação entre Rof e Ro depende apenas do método de amostragem da saída. Conclui-se então, que para um amplificador de tensão realimentado na topologia paralelo-série, o ganho, a resistência de entrada e a resistência de saída apresentam as variações qualitativas e quantitativas a seguir indicadas: A Is Ii Ri IO Ro AIi Ganho A RL Resistência de entrada Ri Resistência de saída Ro Com realimentação Af Is Ii Rif Ganho: IO Rof AfIi Af = A 1 + Aβ Resistência de entrada Rif RL Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Rif = Ri 1+ β A Resistência de saída Rof Rof = Ro (1 + Aβ ) Da análise dos efeitos da realimentação nos valores da resistência de entrada e saída dos amplificadores nas topologias série-paralelo e paralelo-série concluímos já o seguinte: Qualquer topologia que faça a amostragem do sinal de saída de forma série, vê a sua resistência de saída aumentada num factor de 1+A : Rof = Ro (1 + Aβ ) Qualquer topologia que faça a amostragem do sinal de saída de forma paralela, vê a sua resistência de saída diminuida num factor de 1+A : Ro Rof = 1 + Aβ Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Qualquer topologia que faça a mistura na entrada do sinal de realimentação de forma série, vê a sua resistência de entrada aumentada num factor de 1+A : Rif = Ri (1 + Aβ ) Qualquer topologia que faça a mistura na entrada do sinal de realimentação de forma paralela, vê a sua resistência de entrada diminuida num factor de 1+A : Rif = Ri 1 + Aβ Para qualquer amplificador, o ganho com realimentação será inferior ao ganho em malha aberta num factor de 1+A . Estes resultados permitem inferir de imediato o que sucede em termos de valor de resistências de entrada e de saída para os amplificadores de transcondutância e de transresistência Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV A topologia de realimentação série-série é indicada para realimentar amplificadores de transcondutância. IO A + Vs Vi - Vf + AVi Ri Ro RL - IO IO Conclui-se então, que para um amplificador de transcondutância realimentado na topologia série-série, o ganho, a resistência de entrada e a resistência de saída apresentam as variações qualitativas e quantitativas a seguir indicadas: Vs + Vi Ri - A IO Ro AVi RL Com realimentação Ganho: IO Vs Af + Rof Vi Rif AfVi - Ganho A Resistência de entrada Ri Resistência de saída Ro RL Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Af = A 1 + Aβ Resistência de entrada Rif Rif = Ri (1 + β A) Resistência de saída Rof Rof = Ro (1 + Aβ ) A topologia de realimentação paralelo-paralelo é indicada para realimentar amplificadores de transresistência. A Is Ii Ri Ro AIi + VO - If + VO VO - Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV RL Conclui-se então, que para um amplificador de tensão realimentado na topologia série-série, o ganho, a resistência de entrada e a resistência de saída apresentam as variações qualitativas e quantitativas a seguir indicadas: A Is Ii Ri Ro AVi Ganho A + VO RL Resistência de entrada Ri Resistência de saída Ro Com realimentação Af Is Ii Rif Rof AfVif Ganho: Af = A 1 + Aβ Resistência de entrada Rif + VO RL - Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Rif = Ri 1 + Aβ Resistência de saída Rof Rof = Ro 1 + Aβ Efeitos da Realimentação Tipo de Amplificador Tensão Corrente Transcondutância Transresistência Topologia de realimentação Ganho Resistência entrada Resistência saída Ro 1 + Aβ série-paralelo A Af = 1 + Aβ Rif = Ri (1 + β A) Rof = paralelo-série A Af = 1 + Aβ Rif = série-série A Af = 1 + Aβ Rif = Ri (1 + β A) Rof = Ro (1 + Aβ ) A Af = paralelo-paralelo 1 + Aβ Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Rif = Ri 1 + Aβ Ri 1 + Aβ Rof = Ro (1 + Aβ ) Rof = Ro 1 + Aβ + Vs Vi Ri - Vf + - A VO + VO RL - Ro AVi + VO A Is Ii Ri IO AIi Ro If IO Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV IO RL + Vs Vi Ri - Vf + - A IO IO AVi Ro RL IO A Is Ii Ri If VO Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Ro AIi + VO - + VO RL - Circuitos práticos de realimentação A discussão anterior sobre amplificadores é essencialmente conceptual, sendo por vezes a relação com circuitos reais de amplificação difícil de estabelecer. Num circuito ‘real’ não existem fontes controladas mas sim montagens com transístores que desempenham essa função. Esta secção mostra circuitos práticos de amplificação e ilustra os quatro tipos de configurações de realimentação que se acabaram de discutir. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Topologia série-paralelo: vs vc1=vb2 vO O transístor Q1 amplifica e inverte o sinal de entrada vs, aplicando-o à base de Q2. O sinal é de novo amplificado e invertido resultando no sinal de saída ilustrado. Uma porção deste sinal de saída é realimentado no emissor de Q1 através da resistência de realimentação Rf. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vO O valor da tensão aplicada ao emissor de Q1 é determinado pela relação entre Rf e R4. Se por alguma razão o sinal de saída Vo assumir uma amplitude superior à esperada (o ganho variou devido à temperatura p. exemplo), a tensão de realimentação Vf torna o potencial no emissor de Q1 mais elevado, o que conduz a uma redução do sinal de tensão entre a base e o emissor de Q1. vs vO vo vf vbe1 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vo Topologia paralelo-paralelo: if vs is vO ii O transístor amplifica e inverte o sinal de entrada vs. Uma porção do sinal de saída, que em polaridade é oposto à entrada, é criada aos terminais de Rf. O valor de Rf determina o valor da corrente realimentada na Dep. de Engenharia Electrotécnica entrada. ESTV if vO vs is ii Se por alguma razão o factor de amplificação da montagem aumentar, o sinal de saída terá, para o mesmo sinal de entrada, uma amplitude superior. Isso provocará uma tensão com o sentido indicado na resistência Rf, o que fará com que retiremos corrente à base do transístor, reduzindo assim a amplitude da tensão de saída. if vO ib vs |vo| if ib Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vo Topologia série-série: vO vs iO io O transístor amplifica o sinal de entrada vs. O sinal de corrente de saída resultante io, passa através da resistência R4. Isto é devido a C3, percurso de baixa impedância para sinais, ter sido removido. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV iO vs io Se por alguma razão o factor de amplificação da montagem aumentar, o sinal de saída (de corrente) terá, para o mesmo sinal de entrada, uma amplitude superior. Um aumento da corrente de saída provoca um imediato aumento da tensão de realimentação vf, reduzindo a tensão entre a base e o emissor de Q, e logo reduzindo também a corrente de saída. iO vs io io vf vbe Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV io Vc1=vb2 Topologia paralelo-série: vO vs io iO A resistência de emissor do segundo andar (R8) não tem bypass e providencia o percurso de corrente para a corrente de saída iO. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV vc1=vb2 vs iO if io Se por alguma razão o factor de amplificação da montagem aumentar, o sinal de saída (de corrente) terá, para o mesmo sinal de entrada, uma amplitude superior. Esse fenómeno provocará um aumento da corrente de feedback desviada do primeiro andar amplificador, repondo a amplitude do sinal de corrente de saída nos níveis esperados. Vc1=vb2 vs iO ib1 if io io if ib1 Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV io Osciladores Um oscilador é um circuito que gera um sinal periódico com uma forma de onda e frequência predeterminadas. Todos os dispositivos electrónicos contendo realimentação estão sujeitos a criar oscilações se existirem certas condições. Num circuito amplificador estas oscilações são indesejáveis. Contudo, num circuito oscilador, o objectivo de projecto é gerar oscilações de forma controlada. As formas de onda de saída de osciladores incluem sinusóides, ondas quadradas, pulsos, ondas triangulares e muitas outras. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV As oscilações são produzidas por realimentação positiva, em contraste com a realimentação negativa, que é usada para estabilizar amplificadores e outros circuitos, como já foi visto. A realimentação negativa pode tornar-se em realimentação positiva devido a deslocamentos de fase indesejados no circuito. O foco deste capítulo é o uso planeado da realimentação positiva para estabelecer e manter oscilações de um dado tipo. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Critério de Barkhausen Este diagrama contém um bloco com ganho no sentido directo A e um bloco com ganho de realimentação de valor . Esta configuração difere dos sistemas de realimentação do capítulo anterior dado que não há uma entrada fornecida por uma fonte externa de sinal. Este diagrama descreve uma malha de realimentação positiva, através da qual oscilações que se auto-sustentam podem ser geradas. Deve notar-se que estamos apenas a observar as condições relativas ao sinal no loop. A energia necessária para sustentar as oscilações é fornecida por fontes. Assume-se que de alguma forma um sinal e aparece na entrada do bloco A. Este sinal é amplificado e aparece na saída como sendo Ae. Este sinal de saída é multiplicado por , e à saída do bloco de realimentação aparece o sinal Ae. Para que as oscilações se mantenham uniformes, este sinal deve igualar a amplitude do sinal assumido no início. Assim sendo, Aβe = e Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Aβe = e Sendo o ganho de loop GL dado por: G L = Aβ e substituindo esta definição na equação anterior, determina-se o critério para oscilações sustentadas como sendo: GL = 1 Este resultado é uma expressão do critério de Barkhausen. Ele afirma que para manter oscilações, o ganho do loop deve ser unitário. Ganho do loop = 1 Deslocamento de fase do loop = 360º.n onde n é um inteiro. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV A análise anterior justifica o processo de oscilações sustentadas, mas o leitor mais céptico pode interrogar-se como foi iniciado o processo dado não haver um sinal de entrada. De onde aparece o sinal e? Pode ser difícil manter o ganho do loop exactamente na unidade sem algum tipo de compensação. Os melhores osciladores usam realimentação positiva e negativa. As oscilações são estabelecidas por realimentação positiva. A realimentação negativa é usada para controlar a amplitude das oscilações e para manter o ganho do loop exactamente unitário. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Osciladores RC e LC Muitos dos osciladores standard são classificados como osciladores RC ou LC. A distinção reside no tipo de componentes usados para gerar o deslocamento de fase necessário no bloco do loop. Os osciladores RC usam resistências e condensadores para criar o deslocamento de fase, enquanto os osciladores LC usam indutâncias e condensadores. Como regra geral, os osciladores RC são mais fáceis de projectar e têm características de operação superiores a frequências relativamente baixas, enquanto os osciladores LC são superiores a frequências mais elevadas. Como aproximação pode afirmar-se que os osciladores RC trabalham melhor abaixo de cerca de 1MHz. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Osciladores RC: Dois dos osciladores RC mais comuns são discutidos nesta secção. As formas de onda de saída desejadas dos circuitos a serem considerados são sinusóides. Oscilador em ponte de Wien: O oscilador RC mais popular empregando o conceito de ganho unitário de realimentação é o oscilador em ponte de Wien, cuja forma básica é ilustrada na figura seguinte: A Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Da figura: A Z1 β= Z1 + Z2 onde Z1 e Z2 são as impedâncias do circuito RC paralelo e série, respectivamente. Z2 Z1 Dado que o ganho do amplificador não inversor é A, requer-se que: Z1 =1 Aβ = A Z1 + Z 2 Para a frequência de oscilação 1 se em: XC = 1 jωoC Aβ = A 0, esta expressão transforma- R jω o C 1 +R jω o C 1 R 1 jω o C + +R 1 jω o C +R jω o C =1⇔ 1 Aβ = A R jω o C 1 +R jω o C =1⇔ 1 R 1 jω o C + +R 1 ω j C o +R jω o C A R 1 + Rjω o C R 1 + +R jω o C 1 + Rjω o C ARjω o C 1 + 3Rjω o C − R ω o C 2 2 2 =1⇔ =1 Dado que o numerador da expressão do primeiro membro é imaginário, para que a expressão seja real, o seu denominador também tem que ser imaginário. Ou seja, a parte real do denominador tem que ser nula: Re {1 + 3RjωoC − R 2ωo 2C 2 } = 0 { } Re 1 + 3Rjω o C − R 2ω o C 2 = 0 ⇔ 2 1 − R 2ω o C 2 = 0 ⇔ 2 1 R 2C 2 1 ωo = RC ωo 2 = Sendo nula a parte real do denominador da expressão seguinte: ARjωoC =1 2 2 2 1 + 3RjωoC − R ωo C ARjωoC =1 3RjωoC Re {1 + 3RjωoC − R 2ωo 2C 2 } = 0 A=3 Assim verifica-se que deve ser usado um dispositivo activo capaz de produzir um ganho de tensão não inversor A=3 para se verificar o critério de Barkhausen. Os osciladores em ponte de Wien devem então verificar A = 3 A frequência das oscilações produzidas por esta montagem será dada pela expressão já determinada: ωo = 1 1 ⇔ fo = RC 2π RC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Oscilador de deslocamento de fase: Um diagrama de um oscilador de deslocamento de fase é ilustrado na figura: Amplificador inversor O deslocamento de fase pode ser conseguido por uma rede de condensadores e resistências. Apenas para uma frequência a rede produzirá um deslocamento de fase de 180º, determinando por isso a frequência de oscilação. O circuito de deslocamento de fase RC é geralmente usado até 100KHz. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Redes de deslocamento de fase de três secções: Numa associação RC série, a corrente está em avanço em relação à tensão aplicada. O ângulo de fase é determinado pelo rácio entre a reactância capacitiva e a resistência. O circuito e o diagrama de fase são ilustrados na figura seguinte: A saída do circuito é tirada aos terminais da resistência, e esta tensão está em fase com a corrente do circuito I. Contudo, está em avanço relativamente à tensão de entrada por um ângulo : tan θ = VC I ⋅ Z c = VR I ⋅R É portanto possível projectar o circuito (definindo o valor de R e de C) de forma a que: θ = 60º tan θ = 1,732 ZC = 1,732 R Assim, três secções RC devem teoricamente produzir um deslocamento de fase total de 180º. O circuito e o diagrama fasorial é ilustrado na figura seguinte: Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV A saída do amplificador é fornecida à rede C1R1. A tensão que se desenvolve aos terminais de R1 está em avanço de relativamente ao sinal original de saída. Esta tensão aos terminais de R1 é a tensão de entrada do próximo andar C2R2 e a tensão desenvolvida aos terminais de R2 está em avanço de 2 relativamente ao sinal original de saída. A tensão aos terminais de R2 é fornecida a um terceiro andar que a desloca mais um ângulo . O sinal original foi agora deslocado 3 =180º. A tensão de realimentação Vf está agora desfasada de 180º com Vo, que é condição ideal para a ocorrência de oscilações. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Para determinar as condições de amplitude e fase para o critério de Barkhausen, analisa-se o circuito de deslocamento de fase da figura seguinte: A característica de transferência de um tal circuito é mais facilmente determinada por uma análise sistemática da saída para a entrada como sugerido pelas seguintes equações: 1 1 Vi V = V + I = + Vi 1 1 i 1 I1 = jωC jωRC R I2 = Vi Vi Vi V1 1 1 + I1 = 1 + + = 2+ R jωRC R R jωRC R Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Continuando esta análise, conclui-se que: Vi β= = Vo 1 + 6 1 jωRC −5 ω R C 2 2 2 − 1 ω 3 R 3C 3 Assim, o projecto deve verificar: Aβ = 1 ⇔ A 1+ 6 jωRC −5 ω 2 R 2C 2 − 1 =1 ω 3 R 3C 3 Para que a expressão do primeiro membro seja real é necessário que a parte imaginária do denominador seja nula (dado que o numerador já é real). Isto resulta numa frequência 1 de oscilação dada por: ωo = 6 RC Substituindo este valor na expressão anterior obtém-se que deve ser igual a 29. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Os osciladores de deslocamento de fase devem verificar A = 29 A frequência das oscilações produzidas por esta montagem será dada pela expressão já determinada: ωo = 1 6 RC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Um oscilador prático de deslocamento de fase RC recorrendo a um BJT é ilustrado na figura seguinte: Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Osciladores LC: Na gama de frequências superiores a cerca de 1MHz, os osciladores LC são mais práticos que os osciladores RC. Um oscilador sinusoidal básico pode ser visualizado usando dois componentes que têm características ac opostas. A indutância e o condensador são componentes reactivos, e tais componentes são capazes de armazenar energia. A indutância armazena energia na forma de campos magnéticos quando a corrente o atravessa, e o condensador armazena energia na forma de campo electrostático quando tem uma tensão aos seus terminais. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Um circuito sintonizado pode ser feito oscilar carregando o condensador com uma tensão inicial. Com o interruptor aberto, o condensador C mantém-se carregado e não há corrente no circuito. Quando o interruptor é fechado (b), o condensador descarrega através da indutância L, criando um campo magnético através do seu enrolamento. A energia electrostática previamente armazenada em C é agora energia magnética armazenada em L. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Quando o condensador descarrega a corrente é nula, isto é, pára a variação de corrente. Nesse momento dá-se o colapso do campo magnético em L. O campo em colapso gera uma força electromotriz, sendo a sua polaridade determinada pela lei de Lenz, e o condensador carrega outra vez, mas na direcção oposta. Uma vez gasta a energia armazenada em L, o condensador está de novo carregado e volta a descarregar através de L e o ciclo repete-se. Um sinal de saída alternado é produzido desta forma e o circuito tem o comportamento de um oscilador. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Na frequência de ressonância do circuito sintonizado, a reactância indutiva XL iguala a reactância capacitiva XC. Assim sendo, XL = XC ωr L = ωr = fr = 1 ⇔ ωr C 1 LC 1 2π LC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV O circuito descrito não é um oscilador prático. Teve de se assumir um Q infinito e, mesmo que os componentes fossem ideais sem perdas, a energia não podia ser extraída sem colocar uma carga no circuito. Quando se retira energia do circuito, as oscilações decaem. Este efeito é designado por oscilações amortecidas: Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Eventualmente toda a energia é consumida e o circuito pára de oscilar. Se uma carga muito elevada for colocada no circuito, ocorre sobreamortecimento, e toda a energia se esgota antes que possa ter acontecido um ciclo de oscilação. As perdas num circuito prático são essencialmente devidas à componente resistiva presente na construção física da indutância. Se as perdas de energia pudessem ser compensadas por uma fonte externa, o circuito continuaria a oscilar e a amplitude do sinal sinusoidal permaneceria constante. Os próximos circuitos conseguem de alguma forma fornecer a energia que o circuito LC perde em cada ciclo. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Oscilador Colpits: No caso da figura anterior, o transístor montado em emissor comum assegura que o oscilador LC receba a energia necessária (através de C4) para que as oscilações não percam amplitude (evitando que se tornem oscilações amortecidas). Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Oscilador Hartley: O oscilador Hartley é em tudo semelhante ao oscilador de Colpits. Difere essencialmente no facto de que o sinal que é fornecido ao amplificador proveniente do oscilador LC é retirado de um ponto na indutância da associação LC. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Reguladores de tensão lineares Todos os circuitos electrónicos são projectados para funcionar com uma alimentação de uma fonte de tensão que habitualmente se assume como constante. Se não forem tomadas as devidas precauções, variações na carga podem provocar variações no valor da tensão de alimentação. Um regulador de tensão providencia esta tensão DC constante no valor definido independentemente de variações na carga ou na tensão de entrada (dentro de certos limites). O regulador de tensão linear é um bloco circuital presente em praticamente todos os circuitos de alimentação electrónicos. Este componente é de fácil utilização, elevada fiabilidade e baixo custo. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Regulador de tensão básico Um regulador linear opera usando uma fonte de corrente controlada por tensão para forçar uma tensão fixa no terminal de saída do regulador. Vout Vin IL Circuito de controlo RL O circuito de controlo monitoriza a tensão de saída, ajustando a fonte de corrente para manter a tensão de saída no valor desejado. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV A tensão de saída é controlada usando uma malha de realimentação. Uma característica dos reguladores lineares é o facto de requererem um certo intervalo de tempo para ‘corrigir’ a tensão de saída após uma variação na corrente pedida pela carga. Este atraso temporal define uma característica denominada resposta transiente (transient response), que é uma medida do quanto é rápido um regulador a voltar à situação de estabilidade da tensão após uma variação das condições de funcionamento. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Tipos de reguladores lineares Há três tipos básicos de reguladores de tensão lineares que serão abordados: - Regulador Low-Droupout (LDO); - Regulador Standard; - Regulador Quasi LDO; A diferença fundamental entre estes três tipos é a tensão de dropout, que é definida como a tensão mínima necessária entre os terminais do regulador para que este mantenha a tensão de saída regulada. O regulador que operar com a menor tensão de dropout dissipará a menor potência, apresentando por isso a maior eficiência. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV O segundo parâmetro mais importante de um regulador é a sua corrente de pino terra (ground pin current) necessária para o regulador entregar a tensão definida à carga. Correntes de pino terra elevadas são indesejadas dado tratar-se de uma corrente ‘desperdiçada’, pois deve ser fornecida pela fonte, mas não é entregue à carga. Vdropout Vin Regulador Vreg Vin RL Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Regulador Ipino terra Vreg RL Regulador Low-Dropout (LDO) IL R1 RL R2 A corrente conduzida pelo transístor PNP é controlada pelo transístor NPN e pelo amplificador. A corrente conduzida pelas resistências R1 e R2 assume-se desprezável quando comparada com a corrente de carga IL. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV IL Q1 R1 RL Q2 R2 A malha de realimentação que controla a tensão de saída é obtida usando R1 e R2 para ‘sentir’ a tensão de saída, aplicando a tensão obtida no terminal inversor do amplificador de erro de tensão. O terminal não inversor encontra-se ligado a uma tensão de referência, o que significa que o amplificador de erro ajustará continuamente a sua tensão de saída (e implicitamente a corrente através de Q1), para forçar a que as tensões nas suas entradas sejam iguais. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Regulador de 5V com tensão de entrada de 9V. IL2=0,5mA =1mA 4M 9V V=1V V=2V =1V 1M Situação de aumento do valor da carga. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV =5K RL2=10K 5V 10V 5V Regulador de 5V com tensão de entrada de 9V. IL2=5mA =1mA 4M 9V V=1V V=0,2V =1V 1M Situação de diminuição do valor da carga. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV =5K RL2=1K 5V 1V 5V VEC Tensão de dropout de um regulador LDO: A queda de tensão mínima requerida através do regulador LDO para manter regulação é apenas a tensão através do transístor PNP: VDropout(MIN) = VEC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV A tensão de dropout máxima de um regulador LDO é cerca de 0,7 ou 0,8V à corrente máxima. O regulador LDO tem a menor (melhor) especificação de tensão de dropout dos três tipos de reguladores. A menor tensão de dropout é a razão porque os reguladores LDO predominam nas aplicações alimentadas a baterias, dado que maximizam a utilização da tensão disponível de entrada. Corrente de pino de terra de um regulador LDO: A corrente de pino de terra de um regulador LDO é aproximadamente igual à corrente na carga dividida pelo ganho do transístor PNP. A corrente de pino de terra de um regulador LDO é a mais elevada (pior) dos três tipos de reguladores. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Regulador standard QC O princípio de funcionamento de um regulador standard é semelhante ao do regulador LDO. A única diferença está na constituição do elemento controlador de corrente que agora é constituído por mais dois transístores Dep. de Engenharia Electrotécnica NPN. ESTV Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV QC Esta alteração permite que a corrente proveniente da fonte faça o drive dos transístores NPN, resultando numa menor corrente de pino de terra. A presença de dois transístores NPN numa configuração Darlington permite que este regulador possa fornecer elevadas correntes. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV QC Tensão de dropout de um regulador standard: Para manter uma regulação da tensão de saída, este regulador necessita de uma queda de tensão entre a entrada e saída de: VD(MIN) = 2 VBE + VEC Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV A tensão de dropout a partir da qual a saída do regulador deixa de ser estabilizada será de entre 1,6 até 2,2V para um regulador standard. Corrente de pino de terra de um regulador standard: A corrente do pino de terra de um regulador standard é muito baixa. Isto deve-se ao facto de a corrente necessária para colocar em funcionamento os transístores NPN do par Darlington, corrente essa fornecida pela fonte, ser conduzida para a carga, tornandose corrente ‘útil’. A configuração deste regulador torna a corrente conduzida por QC extremamente pequena, tornando igualmente pequena a corrente de pino terra. A corrente de pino terra deste regulador é a mais baixa (melhor) das três configurações aqui estudadas. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Regulador Quasi LDO Uma variação do regulador Standard é o regulador Quasi LDO, que usa um transístor NPN e um PNP como dispositivo de controlo da corrente que atinge a carga. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV Tensão de dropout de um regulador Quasi LDO: Para manter uma regulação da tensão de saída, este regulador necessita de uma queda de tensão entre a entrada e saída de: VD(MIN) = VBE + VEC As especificações deste tipo de reguladores apontam para tensões de dropout nunca inferiores a 0,9V. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV A tensão de dropout de um regulador Quasi LDO é superior à de um regulador LDO, mas inferior à de um regulador Standard. A corrente de pino de terra do regulador Quasi LDO é razoavelmente baixa, da ordem de grandeza verificada no regulador Standard. Sumário: Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV O regulador Standard é habitualmente melhor para aplicações alimentadas a partir da rede eléctrica. Neste tipo de aplicações, a tensão aos terminais do regulador é tipicamente de 3V ou mais, pelo que a tensão de dropout não é uma questão crítica. O regulador LDO é mais adequado a aplicações alimentadas por baterias. Devido à inferior tensão de dropout, isto traduz-se directamente em redução nos custos pela redução no número de células de bateria necessárias para ser possível uma tensão de saída regulada. Se a diferença de tensão entre a entrada e a saída é baixa (1 ou 2V), o LDO é mais eficiente que um regulador Standard devido à reduzida dissipação de potência. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV 1 a) Que valor de tensão estará esta montagem a regular na carga. 1 b) Analise com atenção o circuito e indique a tensão aproximada que aparece aos terminais da resistência, caso utilize um díodo de tensão de zener de 6V. 1 c) Altere o circuito de forma a que seja possível entregar uma maior corrente à carga. Esboce o novo circuito. Dúvidas???????? 0mV 0mV= -0,7 0,7 v iC1 = I S e BE1 0mV iC2 = I S e VT 5mV 10mV -5mV 0,7 v BE 2 VT -5mV -0,7 0,705 0,695 -10mV 5mV -0,7 0,695 0,705 Transístores JFET Devido à dificuldade de difundir impurezas em ambos os lados de uma wafer semicondutora, é vulgarmente utilizada uma geometria de um só lado em vez da discutida até aqui. O substrato funciona como a segunda porta. Dep. de Engenharia Electrotécnica ESTV
