Relatório #1

Electrónica Geral
Mestrado Integrado em Engenharia Física Tecnológica
Mestrado Integrado em Engenharia Biomédica
Mestrado em Bioengenharia e Nanossistemas
Ano Lectivo 2010/2011
Relatório do Trabalho de Laboratório nº 1
Transístor Bipolar
elaborado a 29 de Março de 2011
Grupo

Turma
2ª feira 15h
1
Número
65087
65111
65112
2ª feira 17h
3ª feira 12h
3ª feira 14h30
2 3 4 5 6 7
Nome
X
Rúbrica
Ângelo Dias
Márcia Santos
Mariana Branco
Recebido ........./..................../2011 por ……………………………. (rúbrica)
1. Introdução
Neste trabalho experimental projectou-se, com base nos dados do catálogo, um andar de
amplificação simples com um transístor de junção bipolar (TJB) discreto, modelo BC547B. Foi
feito o estudo do ponto de funcionamento em repouso (PFR) do circuito simplificado e,
posteriormente, a análise em regimes contínuo (DC) e variável (AC) da montagem de emissor
comum com polarização estabilizada. Para além dos cálculos teóricos referidos, efectuou-se
ainda a análise por simulação no software PSPICE, para se verificarem experimentalmente
algumas das características do amplificador. Os resultados obtidos foram comparados com os
resultados de medidas directas em laboratório de electrónica. Todos os valores obtidos
encontram-se sumariados na Tabela 4 e estão globalmente em concordância.
2. Análise Teórica – Parte I
De acordo com as funções características de um transístor bipolar de junção (TJB), sabe-se
que este possui três zonas distintas de funcionamento:
 Zona Activa;
 Zona de Saturação;
 Zona de corte;
Para utilizar o transístor como amplificador é necessário que este se encontre na zona
activa, isto é que
o que serve de ponto de partida para calcular a polarização do
transístor.
Existem vários tipos de amplificadores dependendo de onde se encontra a tensão de saída.
Neste caso estudar-se-á um amplificador de emissor-comum, o qual é um circuito inversor
(ganho negativo) e apresenta o emissor tanto na entrada como na saída.
Além de resistências, o circuito apresenta também condensadores de acoplamento e de
contorno os quais fazem com que o ganho do amplificador dependa da frequência do sinal de
entrada quando este se encontra em regime dinâmico (AC). Por causa do congestionamento
de electrões nas fronteiras base/colector e base/emissor existem também condensadores
intrínsecos ao transístor (
). Assim, a função de transferência (ganho) deste tipo de
circuito apresenta dois polos, isto é três zonas distintas, baixas frequências, frequências
médias e altas frequências. Esta divisão ocorre visto que para baixas frequências os
condensadores de acoplamento apresentam uma impedância apreciável e para altas
frequências podem ser encarados como curto-circuitos (
). Porém, em elevadas
frequências a influência de
é notória já que estes têm uma capacidade da ordem dos
picoFarad. Na banda média de frequência todos os condensadores de acoplamento podem ser
considerados curto-circuitos e os intrínsecos ao transístor como circuitos abertos.
Relativamente à análise teórica, utilizou-se o modelo -Híbrido (Esquema 1) para regime
dinâmico, o qual admite que o declive da característica
na zona activa igual a zero,
isto é que
não interfere com a corrente do colector. Esta é uma boa aproximação tanto no
caso de média/baixas frequências como no caso de o emissor estar ligado ao ground, devido
ao condensador bypass, já que
então
. Para o nosso circuito em específico,
considerou-se
Esquema 1 – Modelo equivalente -Híbrido.
João Costa FreireEG; MEB, MEFT, MBN; 2º semestre 2010/2011- Trab Lab nº1
2
2.1. Primeiramente, foi realizada a análise teórica do circuito (Fig.1) para calcular os valores de
ICQ, VBEQ, VCEQ e IBQ para o ponto de funcionamento em repouso do transístor (Q), sendo que
se consideraram à partida os valores de catálogo para VBEQ=0.66V e
.
(2)
(1)
Fig. 1 e 2 – Circuito simplificado para a análise do PFR e respectivo equivalente de Thévenin.
Para simplificar os cálculos determinou-se o equivalente Thévenin à esquerda do TJB,
obtendo-se o circuito da Figura 2, onde
(
)
e
Utilizando as leis de Kirchhoff, foi calculada a corrente na base do colector,
da KVL (Kirchhoff Voltage Law) na malha (1):
, através
Seguidamente, tendo em conta as expressões teoricamente conhecidas, calculou-se:
Alternativamente, podia-se ter escrito mais uma equação KVL, para malha de saída (2), e
duas equações auxiliares próprias do transístor a funcionar na zona activa, obtendo-se a
matriz:
⇔[
{
]
[
[
]
]
⇔
{
João Costa FreireEG; MEB, MEFT, MBN; 2º semestre 2010/2011- Trab Lab nº1
3
2.2. Para verificar a estabilidade do ponto de funcionamento em repouso (PFR), fez-se variar o
ganho de corrente de 200 a 450 (Gráfico 1). Obteve-se ainda a expressão analítica, a
partir das equações matriciais anteriores, que relaciona a corrente no colector, , com a
característica do TJB, :

(
)
1.06
1.05
1.04
1.03
1.02
1.01
250
300
350
400
450
Gráfico 1 - Variação de IC com , 200< <450.
Ainda para avaliar a estabilidade do ponto de funcionamento em repouso (PFR) fez-se
variar a temperatura de 0º a 70ºC (Gráfico 2). Obteve-se ainda a expressão analítica que
relaciona a corrente do colector, , com a temperatura, tendo em conta que
:

(
)
1.050
1.045
1.040
1.035
1.030
10
20
30
40
50
60
70
Gráfico 2 - Variação de IC com a temperatura, 0<T<70ºC.
João Costa FreireEG; MEB, MEFT, MBN; 2º semestre 2010/2011- Trab Lab nº1
4
2.3. Ao alterar a resistência
de
obtêm-se os valores de
e
Assim, substituindo na matriz inicial tem-se para o primeiro caso:
[
]
[
[
]
[
]
]
⇔
{
E para o segundo caso tem-se:
[
]
[
]
⇔
{
Logo, pode-se concluir que teoricamente o valor de
não varia com a variação do
valor da resistência
Por conseguinte, este circuito é apropriado para usar como fonte
de corrente de polarização.
2.4. Procedeu-se do mesmo modo para a resistência
, com
e
No primeiro caso tem-se que:
[
]
[
[
]
[
]
]
⇔
{
E para o segundo caso:
[
]
[
]
João Costa FreireEG; MEB, MEFT, MBN; 2º semestre 2010/2011- Trab Lab nº1
5
⇔
{
Neste caso a conclusão é que para variações do valor de
têm-se uma variação
significativa das corrente e em especial da corrente
, como tal, este circuito não
deveria ser usado como fonte de corrente de polarização.
2.5. Para analisar o circuito em termos de frequência, ou seja em AC, é necessário
substituirmos o TJB pelo seu modelo incremental equivalente (Fig.3), com
Fig. 3 – Circuito incremental equivalente ao circuito da Figura 1.
Com intuito de se verificar a partir de que frequências os condensadores de
acoplamento,
, e de contorno,
, se podem considerar um curto-circuito,
calculou-se o equivalente de Thévenin visto aos terminais de cada condensador,
considerando os restantes dois como curto-circuito e posteriormente a constante de
tempo,
. A frequência angular limite será maior que o inverso de .
Primeiro analisou-se o circuito só com o condensador (Fig.4):
Fig. 4 – Circuito equivalente só com condensador Co.


Logo,
e
Para o circuito apenas com o condensador
⇔
analisou-se o circuito da Figura 5:
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6
Fig. 5 – Circuito equivalente só com CE.


Por isso,
⇔
e
Por fim, analisou-se o circuito só com
(Fig.6):
Fig. 6 – Circuito equivalente só com CS.


Por isso,
e
⇔
Como a maior das frequências é 17,89 Hz, então considera-se que a partir desta
todos os condensadores se comportam como curto-circuito.
João Costa FreireEG; MEB, MEFT, MBN; 2º semestre 2010/2011- Trab Lab nº1
7
2.6. Nesta pergunta consideram-se dois casos: a) com condensador
(em paralelo com )
e b) sem condensador
. Para tal analisam-se os circuitos das Figura 5 e 7
respectivamente:
a)
Para calcular a impedância de saída considera-se unicamente o circuito
amplificador (Fig.7), onde a corrente que passa na resistência
se designa por
. E portanto,
Fig. 7 – Circuito simplificado para cálculo de
.
b) Neste caso é analisado o circuito da Figura 8.
Fig. 8 – Circuito equivalente com todos os condensadores em curto-circuito.
com
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(
)
No caso da impedância de saída
esta é calculada através de uma fonte de
teste colocada na saída e calculando a corrente que atravessa a mesma (Fig.9).
E portanto,
Fig. 9 – Circuito simplificado para cálculo de
, com auxílio de uma fonte teste.
2.7. Considera-se novamente que o condensador
está colocado em paralelo com
(Fig.6), e que a entrada recebe um sinal
. Pretende-se calcular a amplitude
máxima
para a qual não há distorção no sinal de saída, ou seja o transístor não
satura.
Ora, na zona de saturação sabe-se que
e que
.
Note-se então que no esquema (Fig.6)
. Considerando que no
caso limite ainda é válida a expressão de ganho de 6. a), então
|
|
|
Já na zona de corte, tem-se que
,
e |
|
|
|
e
|
Como tal,
|
|
|
|
.
Como
é mais pequeno que
, então alcança-se mais rapidamente a
zona de saturação do que a de corte, pelo que a amplitude máxima de é
.
Gráfico 1 – Sinal de saída, cortado na zona de saturação e de corte.
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2.8. Nota-se evidentemente que o circuito projectado sem condensador
em paralelo com
, apresenta um ganho de tensão, corrente e impedância (à excepção de ) muito inferior
a quando apresenta o condensador.
2.9.
e
são condensadores de acoplamento enquanto que
é um condensador de
contorno. A função de
e
é impedir a passagem da parte DC do sinal. Assim, o
condensador
irá impedir a alteração do ponto de funcionamento em repouso, sendo
possível proceder aos cálculos da parte DC e AC separadamente. Além disso, o
condensador
impede a passagem de corrente na resistência do emissor
, para
médias e altas frequências.
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3. Simulação – Parte II
Para proceder à simulação do circuito pretendido no PSPICE, foram escolhidos e
introduzidos alguns dados e especificações, em cada um dos modos de análise:
a) Características do transístor utilizado:
MODEL BC547B NPN (IS=2.39E-14 XTI=3 EG=1.11 VAF=63.2 BF=294.3 NE=1.541
ISE=3.545E-15 IKF=0.1357 XTB=0 BR=7.946 NC=1.243 ISC=0 IKR=0.1144 RC=0.85
CJC=6.928E-12 MJC=0.2955 VJC=0.3997 FC=0.9579 CJE=4.858E-11 MJE=0.333 VJE=0.65
TR=1E-32 TF=277p ITF=0.7495 VTF=2.643 XTF=120 RB=1 VAR=25.9 IRB=1E-06 RBM=1
RE=0.4683 NF=1.008 NR=1.004 PTF=0 XCJC=0.6193 CJS=0 VJS=0.75 MJS=0.333)
b) Características escolhidas para a análise do ponto de funcionamento em repouso –
Modo Bias Point Detail:
 T = 20ºC
c) Características escolhidas para a análise da variação da corrente no colector em
função de – Modo DC Sweep:
 Model parameter com as seguintes características:
i. Model type: NPN
ii. Model Name: BC547B
iii. Param. Name: BF
iv. Start Value: 200
v. End Value: 450
vi. Increment: 10
d) Características escolhidas para a análise da variação da corrente no colector em
função das resistências no colector e no emissor – Modo DC Sweep:
 Global paramenter com as seguintes características:
i. Name: Rcval ou Reval
ii. Start value: 1k
iii. End value: 10k
iv. Increment: 5
e) Características escolhidas para a análise da variação da corrente no colector em
função da variação da temperatura – Modo DC Sweep:
 Temperature
 Start value:0
 End value:70
 Increment: 2
f)
Características escolhidas para a análise dos ganhos e impedâncias associados ao
circuito – Modo AC Sweep:
 Pts/Decade: 101
 Star Freq.: 0.0001
 End Freq.: 1.Meg
g) Características escolhidas para a análise das tensões de corte e saturação - Modo
Transient:
 Print Step: 1ms
 Final Time: 50ms
 Step ceiling: 1u
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3.1. Para a obtenção dos valores ICQ, VBEQ, VCEQ e IBQ construiu-se o circuito simplificado
(Fig.10) no software PSPICE e efectuou-se a análise em modo Bias Point Detail, tendo-se
os valores que se encontram representados no circuito e sumariados na tabela (Tabela
1).
Fig. 10 - Valores obtidos para tensão e corrente no PFR, T=20ºC.
Os valores obtidos foram: ICQ=1.0384 mA, VBEQ=0.6511 V, VCEQ=5.2233 V e IBQ=3.4256
A. Note-se que o valor de VBEQ=0.6511 V, apesar de não corresponder ao valor de
VBEQ=0.66 V utilizado no catálogo, se encontra bastante próximo.
3.2. Seguidamente, avaliou-se a variação da corrente do colector
com a dispersão de
(Fig.11), com a temperatura (Fig.12) e com a variação das resistências
(Fig.12
e 13) e
(Fig.15 e 16). A evolução gráfica de
em função dos parâmetros
referidos foi obtida no modo DC Sweep.
1.08mA
1.04mA
1.00mA
200
250
300
350
400
450
IC(Q6)
BF
Fig. 11 – Variação da corrente IC com 200< <450.
1.06mA
1.05mA
1.04mA
1.03mA
0
10
20
30
40
50
60
70
IC(Q6)
Fig. 12 – Variação de IC com 0<T(ºC)<70.
TEMP
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Fig. 13 – Valores obtidos para tensão e corrente no PFR, T=20ºC, Rc+10%.
Fig. 14 – Valores encontrados para I e V, no PFR, T=20ºC, Rc-10%.
Ou seja, graficamente a variação de IC com a variação de RC é dada por (Fig.14):
1.050mA
1.025mA
1.000mA
1K
2K
3K
4K
5K
6K
7K
8K
9K
10K
IC(Q6)
Rcval
Fig. 15 – Variação de Ic em Rc.
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13
Fig. 16 – Valores encontrados para I e V, no PFR, T=20ºC, RE+10%.
Fig. 17 – Valores encontrados para I e V, no PFR, T=20ºC, RE-10%.
Ou seja, representando esta variação por um gráfico, obtém-se no PSPICE (Fig.18):
3.0mA
2.0mA
1.0mA
0A
1K
2K
3K
4K
5K
6K
7K
8K
9K
10K
IC(Q6)
Reval
Fig. 18 – Variação de IC com RE.
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3.3. Os ganhos de tensão e corrente e impedâncias de entrada e saída foram simulados a
partir do circuito contendo os condensadores (Fig. 18), em modo AC Sweep, e em duas
situações particulares1 a) e b). Além disso, os gráficos de ganho obtidos no SPICE foram
traçados em amplitude em dB por frequência (Hz).
Fig. 18 – Circuito contendo os condensadores de acoplamento e de contorno.
a) Com condensador CE em paralelo com RE:
Ganho tensão - |
|
| |
0
-100
SEL>>
-200
DB(V(Ro:2))
DB(V(Vim:+))
100
0
-100
100uHz
1.0mHz
10mHz
DB(V(Ro:2)/V(Vim:+))
100mHz
1.0Hz
10Hz
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
Frequency
Fig. 19 – Ganho de tensão.
1
Note-se que o PSPICE dá o módulo dos ganhos de tensão e corrente no modo AC Sweep e que foi
utilizado um sinal de entrada com AC=1mV.
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Ganho de corrente -| |
| |
0
-200
SEL>>
-400
DB(-I(Ro))
DB(I(Vim))
40
0
-40
100uHz
1.0mHz
10mHz
DB(-I(Ro)/I(Vim))
100mHz
1.0Hz
10Hz
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
Frequency
Fig. 20 – Ganho de corrente.
Impedância de entrada 1.0m
0.5m
SEL>>
0
V(Vim:+)
I(Vim)
10M
5M
0
100uHz
1.0mHz
V(Vim:+)/I(Vim)
10mHz
100mHz
1.0Hz
10Hz
Frequency
Fig. 21 – Impedância de entrada.
Impedância de saída -
1.0m
0.5m
SEL>>
0
V(Vim:+)
I(Vim)
10M
5M
0
100uHz
1.0mHz
V(Vim:+)/I(Vim)
10mHz
100mHz
1.0Hz
10Hz
Frequency
Fig. 22 – Impedância de saída.
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16
b) Sem condensador CE em paralelo com RE:
Ganho de tensão - |
|
| |
0
-100
-200
DB(V(Ro:2))
DB(V(Vim:+))
0
-50
SEL>>
-100
100uHz
1.0mHz
10mHz
DB(V(Ro:2)/V(Vim:+))
100mHz
1.0Hz
10Hz
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
Frequency
Fig. 23 – Ganho de tensão.
Ganho de corrente - |
|
| |
0
-200
-400
DB(-I(Ro))
DB(I(Vim))
40
0
SEL>>
-40
100uHz
1.0mHz
10mHz
DB(-I(Ro)/I(Vim))
100mHz
1.0Hz
10Hz
Frequency
Fig. 24 – Ganho de corrente.
Impedância de entrada 1.0m
0.5m
0
I(Vim)
V(Vim:+)
10M
5M
SEL>>
0
100uHz
1.0mHz
V(Vim:+)/I(Vim)
10mHz
100mHz
1.0Hz
10Hz
Frequency
Fig. 25 – Impedância de entrada.
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Impedância de saída -
1.0m
0.5m
SEL>>
0
I(Vim)
V(Vim:+)
10M
5M
0
100uHz
1.0mHz
V(Vim:+)/I(Vim)
10mHz
100mHz
1.0Hz
10Hz
100Hz
1.0KHz
10KHz
100KHz
1.0MHz
Frequency
Fig. 26 – Impedância de saída.
3.4. Por fim, previu-se a amplitude máxima
para qual não haja distorção, provocada quer
por saturação quer por corte, em modo Transient, para um sinal de entrada com
(por forma a que se encontrasse na zona das frequências médias). As
Figuras 27 e 28 mostram uma situação exactamente antes da distorção e outra
exactamente no início da distorção. Como tal, o valor de
será um valor entre
2
e
.
5.0V
0V
-5.0V
0s
V(Ro:2)
5ms
10ms
V(Vim:+)
15ms
20ms
25ms
30ms
35ms
40ms
45ms
50ms
Time
Fig. 27 – Vim=0.14V, onde há ainda um ligeira distorção.
5.0V
0V
-5.0V
0s
V(Ro:2)
5ms
10ms
V(Vim:+)
15ms
20ms
25ms
30ms
35ms
40ms
45ms
Time
Fig. 28 – Vim=0.13V, já não há qualquer distorção.
2
Ver em 5.Conclusões a discussão dos valores obtidos por simulação e a respectiva justificação.
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50ms
4. Trabalho Experimental (medidas num protótipo) – Parte III
Foram utilizados neste trabalho experimental um protótipo de circuito de polarização
estabilizada para um TJB, um gerador de funções CENTRAD GF 467F e LEADER LFG-1310, um
osciloscópio Agilent Technologies DSO3062A 60MHz (1GSa/s) e HITACHI VC-6523, uma fonte
de tensão contínua IDL-800 DIGITAL LAB e um multímetro KIOTTO KT-1992Hz.
4.1. Foi utilizado o multímetro para medir as tensões DC indicadas na Tabela 1 e foram
calculadas estimativas das correntes admitindo um valor nominal das resistências,
através da Lei de Ohm.
Tabela 1
4.2. Foi aplicado um sinal à entrada do circuito com amplitude
inferior ao valor máximo previsto na simulação e frequência a meio da zona de ganho
de tensão constante
. Mediu-se a amplitude de
e a
desfasagem entre as tensões de entrada e saída
. Os resultados encontram-se
sumariados na Tabela 2.
4.3. Obtiveram-se as frequências e amplitudes da tensão de saída quando esta decresce
√
do valor que tinha na zona de ganho constante. Além disso, obteve-se também a
desfasagem entre a tensão de saída e de entrada. Os resultados estão na Tabela 2. De
acordo com o digrama de fase do circuito podemos identificar um patamar nos -180º
correspondentes
ao
circuito
inversor.
Até
ao
pólo
ocorre um decréscimo do argumento de zero até ao patamar. Os -135º
correspondem ao valor de frequência associado a uma amplitude 3dB abaixo
. Relativamente à fase 225º, esta corresponde ao valor de frequência 3 dB
abaixo da amplitude máxima,
posicionando-se assim aproximadamente a
meio da descida entre -180º e -360º.
Tabela 2
|
|
4.4. Retirou-se o condensador
e mediram-se novamente os dados pedidos nas alíneas
4.2 e 4.3. Os resultados encontram-se na Tabela 3.
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19
Tabela 3
|
|
4.5. Por fim, novamente com o condensador em paralelo, aumentou-se a amplitude da
tensão de entrada até se verificar a distorção. A primeira distorção verificou-se na zona
de saturação do transístor com uma amplitude de
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20
5. Conclusões
Ao longo deste trabalho experimental foram encontradas algumas diferenças entre os
valores teóricos e de simulação previstos e os valores experimentais (Tabela 4). Essas ligeiras
diferenças devem-se principalmente ao facto dos circuitos equivalentes não corresponderem à
realidade, mas também às diferentes aproximações efectuadas ao longo dos cálculos.
Foi analisado um circuito emissor comum com propriedades de amplificador, o qual, apesar
de poder ser descrito teoricamente por algumas equações correspondentes às três zonas de
funcionamento, na realidade funciona tendo em conta diversos parâmetros tais como a
temperatura e .
Na primeira parte, relativamente à análise do PFR, os parâmetros , T (temperatura) e RC
provocaram alterações muito pouco significativas da IC em contraste com a alteração de RE que
levou a uma diminuição da IC. Esta variação foi confirmada, tanto por simulação como
experimentalmente. Por conseguinte, este é um bom circuito fonte de corrente.
Quanto aos condensadores de contorno e acoplamento, estes podem ser aproximados por
curtos-circuitos para valores muito baixos de frequência (note-se que a maior das frequências
calculada foi 0.339 Hz). Tal facto foi verificado experimentalmente, tendo-se obtido os valores
de frequência sumariados nas Tabelas 2 e 3.
Para os cálculos dos ganhos em AC, foram consideradas duas hipóteses: com condensador
de contorno ou sem condensador de contorno . Verificou-se que na ausência deste, os
valores de ganho de tensão e corrente decrescem substancialmente, já que este condensador
serve para fazer o bypass do sinal AC na saída, ou seja diminuir a resistência de saída e
aumentar assim os ganhos. Quanto à impedância de saída esta manteve-se inalterada,
enquanto que na impedância de entrada registou-se um aumento substancial o que se explica
pela existência de .
Todos os valores obtidos até este ponto da análise encontram-se muito perto dos obtidos
por simulação, sendo as pequenas diferenças explicadas pelo facto de não se ter tido em conta
, e
– cálculos tornaram-se muito mais simples e as alterações nos resultados foram
mínimas. Experimentalmente, os valores da Tabela 1 aproximaram-se dos valores previstos
teoricamente, à excepção do valore da corrente IBQ, este valor justifica-se pela discrepância
entre o valor de catálogo de
e o valor real
Além disso, os valores reais das
resistências afastaram-se ligeiramente dos teóricos, o que influenciaram os valores obtidos
para as correntes calculadas (Tabela 1).
Nos cálculos foi considerado um circuito AC equivalente sem a resistência em paralelo
com a fonte dependente de tensão (Esquema 1). Como tal, o valor teórico de impedância de
saída do circuito com o condensador
em paralelo calculado (4.7k ) divergiu do valor
simulado no SPICE (4.3k ), pois este tem em conta a resistência , em paralelo com RC.
As funções de transferência obtidas por simulação representam o ganho do circuito. Estas
apresentam dois pólos visto que o patamar indica que existe uma inclinação de
antes e depois do mesmo. Nos cálculos encontrámo-nos na maior parte das vezes na banda
média de frequências e por isso considerámos os condensadores como circuito aberto. Porém,
para baixas ou altas frequências os condensadores começam a comportar-se como tal,
originando os pólos.
Experimentalmente, verificou-se que no decurso do laboratório, os valores calculados para
a amplitude de
e
são exactamente 70% dos valores inicial, o que indica que
os valores obtidos nas Tabelas 2 e 3 são bastante satisfatórios.
Para calcular a amplitude máxima do sinal sinusoidal de entrada, foi considerado o circuito
sem condensador de contorno. Os valores previstos, quer teórico quer simulado, para a
amplitude máxima a partir da qual começa a ocorrer distorção do sinal de saída, foram
bastante próximos e corresponderam à mesma alternância de , zona de saturação do TJB.
No entanto, o valor de amplitude simulado correspondente ao início de distorção por corte,
não se aproximou do valor teórico. Este facto deve-se à alteração da tensão de corte que,
quando a resistência
é retirada do circuito, passa a ser menor que
, pois o declive da
recta
em diminui em AC, passando de
para
. Experimentalmente, os
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valores obtidos para amplitude máxima para sinal de entrada aproximaram-se dos previstos na
simulação e na primeira aproximação teórica em 2.7.
Outro ponto relevante é o dimensionamento dos valores dos condensadores de
acoplamento, ,
e , pois este têm como objectivo colocar a frequência 3dB mais baixa,
, numa localização específica, para minimizar os valores dos condensadores. Uma vez que o
condensador
vê a menor resistência equivalente, conclui-se que a sua contribuição para
é dominante. Verifica-se ainda que a frequência é determinada como sendo a maior das três
frequências calculadas em 2.5.
Uma nota final para o facto de o segundo osciloscópio ser analógico, o que proporcionou
um aumento dos erros de paralaxe associados às medidas.
Tabela 4
Parte I
Parte II
Parte III
6. Considerações Finais
Neste trabalho adquiriram-se conhecimentos relativos à electrónica de transístores de
junção bipolar (TJB), com o objectivo de amplificar o sinal de entrada. O circuito polarizador
utilizado foi montado com condensadores de acoplamento de contorno que têm como
objectivo, por um lado produzir alterações consideráveis ao nível do ganho e estabilizar o
circuito, e por outro lado, z o sinal AC do sinal DC.
Verificou-se também que projectar um circuito para uma dada função implica saber as
características do local onde irá funcionar, nomeadamente a temperatura, uma vez que esta
provoca alterações relativamente significantes nos resultados. Além disso, conclui-se que ao
variar o valor de determinadas resistências, podem ocorrer modificações relevantes.
Infelizmente, a gestão do tempo não foi a mais adequada, conduzindo à utilização de dois
osciloscópios diferentes, o que obrigou à repetição de algumas medições e possivelmente a
um aumento dos erros.
Por último, os circuitos reais apresentam erros não considerados nas análises teórica e de
simulação, pois estes advêm do uso inapropriado ou até prolongado do material utilizado no
laboratório.
João Costa FreireEG; MEB, MEFT, MBN; 2º semestre 2010/2011- Trab Lab nº1
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7. Referências

SEDRA, Adel S. e SMITH, Kenneth C., Microelectronic Circuits; 5ª ed.; Oxford; Oxford
University Press; 2004; pp. 377-516;

FREIRE, João Costa; Programa OrCAD/PSPICE – Instruções Básicas 2.º Semestre
2010/11; IST-DEEC; Lisboa; 2011;

FREIRE, João Costa; Electrónica Geral - 1.º Trabalho de Laboratório – Transístor Bipolar
de Junção 2.º Semestre 2010/11; IST-DEEC; Lisboa; 2011;

Http://denethor.wlu.ca/PSpice/pspice_tutorial.html, visitado pela última vez a
20/03/2001 às 11:52.
João Costa FreireEG; MEB, MEFT, MBN; 2º semestre 2010/2011- Trab Lab nº1
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