O Transistor nas Regiões de Corte e Saturação

TIRISTORES
Chamamos de tiristores a uma família de dispositivos semicondutores que possuem,
basicamente, quatro camadas (PNPN) e que têm características biestáveis de funcionamento, ou
seja, permanecem indefinidamente no estado de condução ou de corte a menos que fatores externos
os levem a uma mudança de estado. Nesses dispositivos, o estado de condução é obtido por meio
de um processo interno de realimentação positiva.
Os tiristores podem ser classificados quanto ao número de terminais e quanto ao sentido de
condução de corrente elétrica. Desse modo, um tiristor de dois terminais e que permita a passagem
de corrente em ambos os sentidos será chamado de diodo tiristor bidirecional e um tiristor com
quatro terminais e que permite passagem de corrente em apenas um sentido é chamada de tetrodo
tiristor unidirecional ou de tetrodo tiristor de bloqueio reverso.
Dentre os vários tipos de tiristores existentes, estudaremos especialmente o SCR (Silicon
Controlled Rectifier - Retificador Controlado de Silício) e o TRIAC (Triode AC - Triodo de
Corrente Alternada), grandemente utilizados no controle de potência em corrente contínua e
alternada, respectivamente.
Além desses, estudaremos outros tipos de tiristores utilizados
principalmente como dispositivos auxiliares em circuitos com SCR ou TRIAC.
SCR - Retificador Controlado de Silício
É o tipo mais largamente utilizado de tiristor. Sua aplicação é tão comum que é corrente
utilizarem-se os termos “SCR” e “tiristor” como sinônimos, embora isso seja, obviamente, um
equívoco. O SCR é na verdade um triodo tiristor de bloqueio reverso, ou seja, possui três terminais
e permite a passagem de corrente elétrica num único sentido. Seus terminais principais chamam-se,
da mesma forma como num diodo semicondutor, anodo (A) e catodo (K). O terceiro terminal, que
serve como eletrodo de controle, é chamado de porta ou gate (G). Utilizaremos essa segunda
denominação.
Se o potencial do anodo for positivo em relação ao do catodo, o SCR poderá estar
conduzindo (ON - com resistência praticamente nula) ou cortado (OFF - com resistência interna
praticamente infinita). Se o potencial de anodo for negativo em relação ao de catodo, o SCR
necessariamente estará cortado.
A passagem de um SCR para o estado de corte para o de
condução é chamada de disparo e a passagem do estado de condução para o estado de corte é
chamada de comutação. A figura abaixo mostra a estrutura interna, a simbologia, e a polarização
de um SCR.
1
Seria possível colocar o terminal de gate na primeira camada N, ou mesmo ter dois terminais
de gate, um para disparo com tensões positivas e outro para disparo com tensões negativas. Nesse
caso, teríamos o dispositivo conhecido como SCS - chave controlada de silício. No entanto, o
caso mais comum (e o único que estudaremos) é o representado na figura acima.
Métodos de Disparo de um SCR
1) Disparo por Sobretensão (ou disparo por VBO)
Analisando a estrutura interna de um SCR, observamos três junções PN (J1, J2 e J3). Com
a aplicação de uma tensão positiva entre anodo e catodo, as junções J1 e J3 ficam diretamente
polarizadas e aptas a permitir a passagem de corrente elétrica. Todavia, a junção J2 se encontra
reversamente polarizada e, consequentemente a corrente que flui pelo dispositivo é praticamente
nula (ordem de nA).
Caso se aumente o valor da tensão VAK entre o anodo e o catodo, chega-se ao ponto em
que se atinge a tensão de avalanche da junção J2, chamada de tensão de bloqueio direto (VBO,
VDRM ou VBR). Quando isso ocorre, a corrente no SCR deixa de ser desprezível e o dispositivo
passa para o estado de condução. Embora existam tiristores que disponham apenas desse método
de disparo, na maioria dos casos o disparo por sobretensão é indesejável, e deve ser evitado
escolhendo-se um SCR adequado para o nível de tensão utilizado no circuito de aplicação.
2) Aplicação de Tensão no Gate
O método de disparo usual de um SCR é a través da aplicação de uma tensão adequada
entre gate e catodo (gate positivo em relação ao catodo, desde que, logicamente, o anodo também
seja positivo em relação ao catodo). Para compreender como a aplicação de uma tensão no gate
leva ao disparo de um SCR, iremos analisá-lo como sendo composto por dois transistores bipolares
conectados entre si como na figura abaixo.
Sem tensão aplicada ao gate, o “transistor” T2 estará cortado, já que a sua corrente de base é
nula. Em consequência, sua corrente de coletor também será nula. Como a corrente de coletor do
“transistor” T2 é a corrente de base do “transistor” T1, este também estará cortado. Fica assim
explicada a razão de não circular corrente pelo dispositivo.
Aplicando-se uma tensão positiva ao gate (através do fechamento da chave S2), passa a
circular uma corrente de base no “transistor” T2, levando-o ao estado de condução. Logo, o
2
“transistor” T1 passa a ter corrente de base e também entra no estado de condução. A forma como
os dois “transistores” estão conectados caracteriza uma realimentação positiva entre eles, que os leva
quase que imediatamente à saturação.
Assim, a queda de tensão sobre o dispositivo cai
bruscamente (VAKon = VBEsat1 + VBEsat2) e a corrente principal IA do dispositivo (que circula do
anodo para o catodo) é limitada apenas pelos componentes externos (resistência de carga RL e
tensão de alimentação VT).
3) Disparo por Radiação Luminosa
O princípio de funcionamento é análogo ao descrito acima, mas a corrente de disparo, ao
invés de ser fornecida pela aplicação de uma tensão ao gate, origina-se a partir da interação entre a
superfície semicondutora do SCR e os fótons da luz incidente através de uma “janela” aberta no
dispositivo, exatamente como ocorre num fotodiodo ou fototransistor.
Esse tipo de SCR é
conhecido como LASCR (Ligth Activated Silicon Controlled Rectifier - Retificador Controlado de
Silício Acionado pela Luz). Sua simbologia é representada abaixo.
A
G
O terminal de gate pode ou não estar
disponível para conexões externas.
K
4) Disparo por Variação de Tensão ( ou disparo por dv / dt)
Como sabemos, uma junção PN apresenta uma capacitância. A corrente que percorre uma
capacitância qualquer pode ser calculada pela fórmula i = C
dv
, onde dv / dt é a taxa de variação da
dt
tensão aplicada sobre o transistor.
Para compreender como ocorre o disparo por variação de
tensão, consideremos o circuito abaixo.
Estando a chave S aberta, a tensão sobre a junção J2 é nula. Com o fechamento da chave, o valor
dessa tensão passa rapidamente para VT (já que ela está reversamente polarizada). Se essa variação
de tensão for suficientemente rápida, o produto C x
ao processo de condução.
3
dv
dt
produzirá uma corrente capaz de dar início
Exemplificando, se a tensão VT valer 1000 V, a capacitância de J2 valer 20 pF e a chave fechar
em 1 ms, a corrente produzida com o fechamento da chave será de 20 µA, valor suficiente para o
disparo do SCR.
5) Disparo por Temperatura
A corrente que percorre uma junção PN reversamente polarizada, chamada de corrente de
saturação reversa, dobra aproximadamente de valor a cada acréscimo de 10 oC na temperatura da
junção. Dessa forma, caso essa temperatura sofra um aumento considerável, é possível que a
corrente através da junção J2 atinja o valor necessário para dar início ao processo de condução do
SCR.
Comutação de um SCR
Qualquer que seja o método utilizado para o disparo de um SCR, uma vez iniciada a
condução ela se mantém mesmo que a causa do disparo seja removida. Isso ocorre devido ao
processo de realimentação positiva mencionado anteriormente.
Para que a condução seja interrompida (comutação do SCR), é necessário inverter a
polaridade da tensão entre anodo e catodo (comutação forçada) ou diminuir a corrente que percorre
o dispositivo a um nível inferior ao mínimo necessário para manter o processo interno de
realimentação positiva (comutação natural). Esse valor mínimo de corrente necessário para manter
o SCR conduzindo é chamado de corrente de manutenção, simbolizada por IH.
O tempo necessário para a comutação de um SCR (que chamaremos de tOFF) varia de alguns
microssegundos a centenas de microssegundos.
Curva Característica de um SCR
A curva que relaciona a corrente principal IA num SCR com a tensão VAK aplicada entre o
anodo e o catodo tem o aspecto mostrado no gráfico abaixo.
4
Como se pode notar, o valor da corrente de gate necessária para o disparo do SCR é
inversamente proporcional ao valor da tensão entre anodo e catodo, ou seja, quanto menor for o
valor de VAK, maior o valor da corrente de gate necessária para o disparo. Chamamos de IGT o
valor da corrente de gate necessária para disparar o SCR com o mínimo valor de tensão entre anodo
e catodo. Sem tensão de gate aplicada (IG = 0), o SCR dispara quando a tensão entre anodo e
catodo atinge a máxima tensão de bloqueio direto (VDRM ou VBO). Trata-se do disparo por
sobretensão, descrito anteriormente.
Com tensão negativa entre anodo e catodo, o SCR se comporta como um diodo
reversamente polarizado, com corrente praticamente nula até que se atinge a tensão em que as
junções J1 e J3 entram na região de avalanche e passam a conduzir. Esse valor de tensão é
chamado de máxima tensão reversa ou máxima tensão de bloqueio reverso (VRRM).
A linha pontilhada mostra que a tensão sobre o SCR diminui bruscamente após o disparo, ao
mesmo tempo em que a corrente no dispositivo aumenta. Isso implica numa resistência dinâmica rd
negativa, ou seja, rd =
∆v
< 0.
∆i
Essa região da curva é chamada, por esse motivo, de região de
resistência negativa. Como veremos adiante, existem vários dispositivos que apresentam essa
característica e que são utilizados em circuitos de disparo para tiristores em geral.
Considerações Sobre a Tensão de Disparo de um SCR
Vimos acima que a tensão de disparo de um SCR é necessária apenas para iniciar o processo
que o leva à condução, sendo desnecessária depois que essa se estabelece. Vimos também que
quanto maior o valor da corrente de gate (e, em conseqüência, quanto maior a tensão de gate) mais
rápida é a resposta do dispositivo. Além disso, como nem sempre é possível conhecer a priori o
valor da tensão entre anodo e catodo no momento em que se dispara um SCR, o ideal é aplicar uma
corrente de gate com valor igual ou superior a IGT, pois isso garante o disparo, independente de
qual seja o valor da tensão VAK.
Reunindo as informações acima, conclui-se que a forma de onda mais adequada para a tensão
de disparo de um SCR é um pulso, que possua alta amplitude (para garantir uma corrente de gate
com valor maior do que IGT) e curta duração (apenas o suficiente para iniciar o processo de
condução, de forma a não danificar a junção gate-catodo).
Aplicações do SCR
Devido às suas características, o SCR é especialmente adequado para o uso como chave
eletrônica de estado sólido, substituindo com vantagem relés e contatores. Além de não possuir
partes móveis, o que lhe garante maior confiabilidade, o SCR possui uma capacidade de corrente
muito maior do que a de um relé com as mesmas dimensões, além de necessitar de uma corrente de
controle relativamente menor.
Uma das desvantagens do SCR em relação aos relés
eletromecânicos é que a sua resistência, quando em condução, é maior que a dos contatos de um
relé. Para a grande maioria das aplicações, no entanto, essa desvantagem é desprezível.
Mas, sem dúvida, a aplicação mais frequente do SCR é no controle de potência de cargas
DC e, eventualmente, AC.
Nesse tipo de aplicação, o SCR substitui com grande vantagem
dispositivos como potenciômetros, grupos motores-geradores, transistores de potência e válvulas,
devido ao seu menor custo, menor corrente de controle e menor dimensão física. Para se ter uma
idéia, enquanto a corrente de base mínima para um transistor de potência com corrente de coletor
igual a 15 A (tipo D44VH1, da General Electric) é de 400 mA, a máxima corrente de gate necessária
para disparar um SCR de 1000 A de corrente principal (tipo C431, da General Electric) vale 300
mA.
5
Em resumo, os tiristores possuem as seguintes vantagens e desvantagens em relação aos
relés:
Vantagens
Desvantagens
•Maior vida útil, por não possuírem partes móveis.
•Menores dimensões.
•Menor corrente de controle.
•Possibilidade de controle contínuo de potência.
•Possuem apenas um “contato” normal aberto.
•Maior valor de resistência quando em condução.
•Menor resistência quando em corte.
•Não apresentam isolação elétrica entre a parte de
controle e a de potência.
Qualquer que seja a aplicação, os circuitos que utilizam SCR podem ser divididos em duas
seções: a parte de potência, que é composta basicamente pela tensão principal de alimentação, a
resistência e o SCR propriamente dito (percurso anodo-catodo) e a parte de controle, que
compreende os dispositivos utilizados para gerar a tensão de disparo do SCR e para forçar (quando
necessário) a sua comutação. A parte de controle é a seção mais complexa dos circuitos com SCR.
Veremos a seguir as particularidades da utilização do SCR com tensão contínua e constante e
com tensão contínua pulsante. Consideraremos os SCRs utilizados nesses circuitos como ideais, ou
seja, com resistência nula quando em condução e resistência infinita quando em corte. Nesse
enfoque inicial, estaremos analisando exclusivamente a parte de potência, deixando a parte de
controle para uma análise posterior.
Utilização do SCR com Tensão Contínua e Constante
Temos a seguir um circuito alimentado com tensão contínua e constante no qual o SCR é
utilizado como interruptor.
Circuito Equivalente Utilizando Chave Comum
RL
RL
S
Circuito Utilizando SCR
S
VT
RG
VT
VG
O princípio de funcionamento é bastante simples. Estando o SCR inicialmente cortado, ao
se fechar a chave S ele dispara (supondo VG e RG corretamente dimensionados) e a resistência de
carga RL é energizada.
No entanto, quando se faz necessário desenergizar a carga, aparece a
principal limitação do SCR operando em regime de tensão contínua e constante: uma vez disparado
e iniciada a condução, como fazê-lo parar de conduzir ?
Temos abaixo dois esquemas que possibilitariam a comutação natural do SCR. No circuito
da esquerda, abrindo-se a chave S’ a corrente principal IA iria a zero (valor, obviamente, menor do
que o da corrente de manutenção IH), levando à comutação natural do SCR. No circuito da direita,
o mesmo efeito seria obtido fechando-se momentaneamente a chave S’.
6
Os dois circuitos acima são, no entanto, inviáveis. Em ambos os casos, a chave S’ utilizada
para obter a comutação natural teria que possuir a mesma capacidade de corrente do SCR, ou seja, a
presença da chave S’ tornaria inútil a própria utilização do SCR. Por esse motivo, os circuitos com
SCR que operam sob tensão contínua e constante necessitam de comutação forçada, que pode ser
obtida através do circuito mostrado na figura abaixo.
Valem as relações:
R off
100
<
Rcomut <
R off ;
10
C>
1, 5 ×
toff (cargas resistivas) ;
RL
C>
toff (cargas indutivas), onde R é a
off
RL
resistência do SCR em aberto e toff é o tempo para comutar o SCR.
Suponhamos que inicialmente ambos os SCRs estejam cortados. Disparando-se em t = T1 o
SCR1, este entra em condução e o capacitor C se carrega através do resistor Rcomut com, a
polaridade indicada na figura abaixo. O tempo necessário para a carga completa do capacitor
dependerá da constante de tempo do circuito de carga. Com o SCR principal conduzindo, a
resistência de carga RL estará energizada.
IRL = IA
VT
R
L
−
−
C
+
+
corrente de carga
do capacitor C
R
comut
SCR1 (conduzindo)
SCR2 (cortado)
Se em t = T2 o SCR2 é disparado, ele entra em condução e faz com que a tensão armazenada
no capacitor C polarize reversamente o SCR1, causando a sua comutação forçada. Com o corte do
SCR1, o capacitor C começa a se carregar com a polaridade oposta à original. As figura abaixo
ilustram essa situação.
7
Caso o SCR1 seja novamente disparado, a tensão no capacitor C ocasionará a comutação
forçada do SCR2, voltando assim à situação inicial. Logo, o disparo do SCR2 leva ao corte do
SCR1 e vice-versa. Temos abaixo o diagrama de tempos mostrando a tensão sobre a carga, dados
os pulsos de disparo dos SCRs principal e auxiliar. Supomos que em t = 0 ambos os SCRs estão
cortados.
Onde:
tH: tempo em que a
permanece
t carga
energizada.
vG1
vG2
vRL
t tL: tempo em que a
carga
permanece
desenergizada.
T
tH
tL
T: período da onda
t sobre a carga
(T = tH + tL).
A relação DC =
tH
tH + tL
=
tH
T
é chamada de duty cycle (ciclo de trabalho).
Através do
controle do duty cycle, é possível ajustar o valor médio DC da tensão sobre a resistência de carga
RL. Esse é o princípio de funcionamento das fontes de tensão chaveadas. O controle do duty
cycle também possibilita o controle do valor RMS (eficaz) da tensão sobre a carga, e, desse modo, o
controle da potência sobre a carga. Para controlar o duty cycle, basta variar o intervalo entre o
disparo do SCR principal e o disparo do SCR auxiliar, desde que ambos os SCRs sejam disparados
através de pulsos periódicos e de mesma frequência (como exemplificado no diagrama de tempos
acima). O intervalo entre o disparo do SCR principal e o disparo do SCR auxiliar corresponde ao
tempo em que a carga permanece energizada (tH).
O valor médio DC e o valor eficaz da tensão sobre a resistência de carga podem ser
calculados através das equações:
VLDC =
VT ×
tH
tH +
tL
= VT ×
tH
T
VLef =
VT ×
tH
tH +
tL
= VT ×
tH
T
Os diagramas abaixo ilustram como o ajuste do intervalo entre os pulsos de disparo dos dois
SCRs influi sobre o duty cycle. Em ambos os casos, a frequência dos pulsos é a mesma, variando
apenas o intervalo entre o disparo do SCR principal e o disparo do SCR auxiliar.
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vG1
vG1
t
vG2
t
vG2
menor
interval
maior
interval
o
t
vRL
tH
o
t
vRL
tL
tH
t
menor duty
cycle
tL
t
maior duty
cycle
O uso de SCRs em circuitos alimentados com tensão contínua e constante não é muito
comum, justamentepor causa da complexidade dos circuitos necessários para realizar a comutação
forçada dos tiristores. Para aplicações de chaveamento nessas condições, é mais comum a utilização
de transistores bipolares ou FETs.
Utilização do SCR com Tensão Contínua Pulsante (Tensão Senoidal Retificada)
Como sabemos, a tensão senoidal passa periodicamente pelo valor zero. Dessa forma,
quando uma tensão desse tipo é aplicada a um circuito com SCR, a corrente principal IA terá, em
algum momento, um valor inferior ao da corrente de manutenção, o que garante a comutação natural
do SCR. Esse fato simplifica bastante a seção de controle nesse tipo de circuito.
Como o SCR é um retificador, se a tensão senoidal for aplicada diretamente ao SCR um dos
semiciclos será cortado e metade da tensão deixará de ser aproveitada. Por esse motivo, é mais
conveniente retificar a senoide em onda completa, para alimentar o circuito com tensão DC pulsante.
As figuras a seguir ilustram as duas situações.
RL
RL
Aplicação direta da tensão
senoidal:
metade da potência perdida
pela retificação.
Retificação prévia da
tensão senoidal:
aproveitamento integral
da potência.
Circuito de
Controle
Circuito de
Controle
Existem duas possibilidades para a utilização do SCR:
•Simplesmente permitir ou interromper a passagem de corrente pela resistência de carga, ou seja,
como um mero interruptor. Para tanto é necessário que a tensão de gate permaneça aplicada
durante todo o tempo em que se deseja energizar a carga. Se for aplicado um único curto pulso, O
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SCR irá passar pela comutação natural quando a tensão senoidal chegar a zero, desenergizando a
carga. Outra possibilidade é aplicar ao gate um trem de pulsos com frequência muito superior à da
rede senoidal. Desse modo, quando ocorrer a comutação natural do SCR (na passagem da senóide
por zero) ele será disparado quase que imediatamente depois, e a interrupção da energia sobre a
carga se torna desprezível. Ambos os métodos estão ilustrados na figura abaixo, que pressupõe a
retificação prévia da tensão senoidal de entrada.
•Controle
do nível de potência dissipado pela carga. Essa é a aplicação mais “nobre” do SCR.
Para tanto, é necessário que a frequência dos pulsos de gate seja sincronizada com a frequência da
rede senoidal e que sua posição no tempo seja ajustável. Esse tipo de controle é chamado de
controle de potência por fase, e é utilizado no controle de velocidade de motores, de intensidade de
lâmpadas (“dimmers”), da temperatura de fornos, etc.
As figuras a seguir ilustram esse tipo de
controle, tomando como base uma entrada senoidal sem retificação prévia.
10
O intervalo angular entre a passagem da tensão de entrada por zero e o disparo do SCR é
chamado de ângulo de disparo (α) e o intervalo angular entre o disparo do SCR e a sua comutação
natural é chamado de ângulo de condução (β ). Fica evidente através do gráfico que, para um SCR
ideal alimentado com tensão senoidal, vale a relação: α + β = π rad = 180°. Quanto maior
o ângulo de disparo, menor será o ângulo de condução e, consequentemente, menores serão a tensão
sobre a carga e a potência dissipada sobre ela.
O ângulo de disparo α se relaciona com o intervalo de tempo ∆t entre a passagem por zero e
π × ∆t
α =
= 2× π × f × ∆ t
T
o disparo do SCR através da equação:
, onde T é o período da senóide
2
de entrada e f é a sua frequência. Para o valor usual de frequência (60 Hz), teremos α ≈ 377 ∆t.
O máximo valor possível para ∆t é a metade do período do sinal de entrada, o que, para o caso de
senóides de 60 Hz, equivale aproximadamente a 8,33 ms. Os valores médio DC e eficaz da tensão
sobre a carga são calculados pelas fórmulas abaixo.
Sem retificação prévia (meia-onda):
VLDC =
Vmax ×
2π
β + 0 , 5 × sen 2α
4π
VLef = Vmax ×
( 1 + cos α )
Com retificação (DC Pulsante):
VL
DC
=
V
π
max
VL
× (1 + cosα )
ef
=
V
max
×
β + 0,5 × sen 2α
2π
TRIAC - Triodo de Corrente Alternada
Suponhamos que seja necessário realizar o controle de potência por fase de uma carga de
corrente alternada. Para tanto, poderiam ser utilizados dois SCRs conectados entre si na ligação
chamada de anti-paralelo, como mostrado na figura abaixo. Nessa ligação, cada semiciclo da
tensão alternada de entrada será controlado por um dos SCRs.
RL
circuito
de
disparo
SCR 1
SCR 2
Tal configuração seria dispendiosa, além de necessitar de um circuito de disparo mais
complexo, para lidar adequadamente com os dois SCRs. A solução para esse problema consistiu na
criação de um dispositivo que funciona de modo bastante semelhante a dois SCRs ligados em antiparalelo e encapsulados em conjunto.
Tal dispositivo, cujo símbolo e estrutura interna estão
representados abaixo, é conhecido como TRIAC (Triode AC - triodo de corrente alternada). O
TRIAC, como veremos a seguir, pode ser disparado qualquer que seja a polaridade da tensão entre
os seus terminais principais e qualquer que seja a polaridade dos pulsos aplicados ao gate. O
potencial do terminal principal número 1 serve como referência.
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Modos de Disparo de um TRIAC
O disparo de um TRIAC pode ser feito basicamente pelos mesmos métodos já estudados
para o SCR: por sobretensão, por temperatura e por aplicação de uma tensão de gate. Até o
momento, não existe produção industrial de TRIACs foto-ativados.
Com relação ao disparo por tensão no gate, existem quatro situações possíveis, que são
classificadas de acordo com a polaridade do MT2 e do gate em relação ao MT1. Em cada uma
dessas situações, algumas das regiões P e N da estrutura interna do dispositivo trabalharão em
conjunto para estabelecer um “SCR efetivo”, que será o responsável pela condução da corrente. As
possibilidades são:
•1°
Quadrante → Tanto o MT2 quanto o gate são positivos em relação ao MT1. Nesse caso, o
“SCR efetivo” é formado pela regiões P1, N1, P2 e N2, com a região P2 funcionando como gate.
É o modo de disparo em que o TRIAC é mais sensível, isto é, em que existe menor possibilidade de
ocorrer uma falha ao se tentar dispará-lo.
•2° Quadrante → O MT2 é positivo e o gate é negativo em relação ao MT1. Nesse caso, teremos
o mesmo “SCR efetivo” do 1° quadrante. A diferença é que o início da condução ocorre de modo
indireto, através da corrente que flui pela junção N3-P2.
Por esse motivo, o TRIAC é menos
sensível nesse modo de operação.
•3°
Quadrante → O MT2 e o gate são negativos em relação ao MT1. O “SCR efetivo” desta vez
é formado pela regiões P2, N1, P1 e N4.
O início da condução também ocorre indiretamente,
através da corrente da junção N3-P2.
•4°
Quadrante → O MT2 é negativo e o gate é positivo em relação ao MT1. Possui o mesmo
“SCR efetivo” do 3° quadrante, mas o processo de início de condução é mais complicado,
começando a partir da junção P2-N2. É o modo de operação em que o TRIAC é menos sensível,
sendo maior a probabilidade de ocorrer uma falha no disparo.
Curva Característica de um TRIAC
Devido às particularidades da sua fabricação, o TRIAC tem uma curva característica
simétrica e semelhante à característica direta de um SCR, como se pode ver na figura abaixo.
12
Da mesma forma como ocorre com o SCR, Quanto maior a corrente de gate, menor o
módulo da tensão necessária entre os terminais principais para que ocorra o disparo do TRIAC.
Comutação de um TRIAC
Como o TRIAC admite ambas as polaridades de tensão entre os terminais principais, nunca
passará pelo processo de comutação forçada. Logo, uma vez disparado, a única maneira de
interromper a condução de um TRIAC é a comutação natural, ou seja, a redução do módulo da
corrente a um valor inferior ao da corrente de manutenção IH. Logo, em regime de corrente
alternada senoidal, o TRIAC tem apenas um pequeno intervalo em torno dos pontos de passagem da
tensão por zero para que ocorra a comutação. No caso de cargas resistivas, isso é relativamente
simples, mas quando a carga é altamente indutiva (como um motor, por exemplo) a comutação do
TRIAC pode tornar-se extremamente problemática. Nesses casos, ao invés de um TRIAC, pode ser
mais recomendável utilizar dois SCRs em anti-paralelo.
Circuitos de Disparo Para Tiristores
A seção de controle, que inclui os circuitos específicos para a tensão de disparo, é a parte
mais complexa de um sistema de controle utilizando tiristores. Veremos a seguir os principais tipos
de circuito de disparo, utilizando como padrão sua utilização com o SCR.
Os princípios que
estudaremos, no entanto, aplicam-se igualmente ao disparo de TRIACs, fazendo-se as devidas
adaptações.
A) Circuito Resistivo
É o tipo mais simples. No circuito A da figura abaixo, a corrente de gate perdurará durante
todo o semiciclo positivo. Logo, enquanto a chave estiver fechada, o SCR, que no caso opera
como um simples interruptor, estará conduzindo. O resistor RG deve ser dimensionado de tal forma
que a corrente de gate seja sempre igual ou superior a IGT, para garantir o disparo do SCR para
qualquer valor de tensão entre anodo e catodo.
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No circuito B, uma vez disparado o SCR, a tensão na malha de gate cai a praticamente zero,
de modo que a corrente de gate pára de circular. Esse circuito proporciona o controle do ângulo
de disparo do SCR através do ajuste de potenciômetro P.
RL
RL
R
G
Circuito A: SCR
como interruptor
S
R
G
IGT
Circuito B:
controle de potência por
fase
P
vi
vi
Analisando, no circuito B, a malha percorrida pela corrente IGT, chega-se à equação:
vi = IGT (RL + RG + P) + vD + vGK. Como a tensão de entrada é senoidal, vi = Vmáx sen ω t.
Para ωt = α (ângulo de disparo do SCR), temos Vmáx sen α = IGT (RL + RG + P) + vD + vGK.
Logo:
v + v GK + IGT × (RL + RG + P)
α = arcsen D
V max
. Para facilitar os cálculos, consideramos RG >>
RL (o que sempre ocorrerá, na prática) e desprezamos os valores de vD e vGK, que são muito
pequenos quando comparados aos valores das outras tensões envolvidas. Com essas simplificações,
chegamos a:
α = arcsen
IGT × ( RG + P)
V max
. O valor de IGT pode ser obtido no manual do SCR em questão.
O maior de ângulo de disparo possível de ser obtido com esse circuito é de 90°.
potência sobre a carga poderá ser ajustada entre
retificada) ou entre
Pmax
2
e
Pmax
4
P max
e
Pmax
2
Logo, a
(se a entrada for previamente
(entrada sem retificação prévia).
B) Circuito Capacitivo
O circuito de disparo resistivo, visto anteriormente, possui como inconvenientes a limitação
no ângulo de disparo entre 0° e 90° e a dissipação de potência sobre as resistências na malha de gate.
Para minimizar esses inconvenientes, pode-se utilizar o circuito capacitivo, mostrado na figura
abaixo.
RL
R
G
D2
P
vi
C
Nos semiciclos negativos, o capacitor se carrega
rapidamente com -Vmáx através do capacitor C. Assim,
quando começam os semiciclos positivos, a tensão inicial do
capacitor será sempre a mesma. Através de RG e P, o
capacitor começa a se carregar positivamente, até que a
tensão de disparo do SCR é alcançada. O tempo em que
isso ocorre depende da constante τ = (RG + P) × C. A
defasagem proporcionada pelo capacitor permite um ajuste
mais amplo do ângulo de disparo.
D1
14
C) - Circuitos com Dispositivos de Resistência Negativa
Os circuitos de disparo analisados anteriormente são muito dependentes das características
particulares do tiristor a ser disparado. Além disso, o nível de potência necessário para o disparo é
relativamente elevado, já que toda a corrente de disparo deve fluir pela resistência RG. Outra
desvantagem desse tipo de circuito é não poder ser utilizado em sistemas de controle automático (de
malha fechada).
Para contornar essas desvantagens, os circuitos mais utilizados no disparo de tiristores são
aqueles que utilizam os chamados dispositivos de resistência negativa (que chamaremos daqui para
a frente de DRN). Os DRN são componentes que apresentam em sua curva característica alguma
região em que o aumento da tensão corresponde a uma diminuição da corrente, ou vice-versa. O
SCR e o TRIAC, como já vimos, possuem essa particularidade.
Os DRN, de uma forma geral, apresentam elevada impedância (praticamente infinita) até que
a tensão entre os seus terminais atinja um determinado valor. A partir desse ponto, a impedância
cai bruscamente (praticamente zero). O DRN permanece nessa condição enquanto a corrente que o
percorre estiver acima de um valor mínimo (chamado, normalmente, de corrente de manutenção).
Quando a corrente cai abaixo desse valor mínimo, o DRN volta para o estado de alta impedância.
Os DRN podem ser unilaterais, quando conduzem corrente num único sentido, ou
bilaterais, quando conduzem em ambos os sentidos. O aspecto típico da curva característica de
um DRN é mostrado na figura abaixo.
As coordenadas do ponto de disparo são Vp e Ip (tensão e corrente de pico) e as
coordenadas do ponto de corte são Vh e Ih (tensão e corrente de manutenção ou de vale).
Dependendo o tipo de DRN, esses nomes e seus símbolos podem variar, mas a forma da curva
permanece essencialmente a mesma.
Os circuitos de disparo baseados em DRN são basicamente osciladores de relaxação (que
trabalham com carga e descarga de capacitores). Como veremos a seguir, esses osciladores geram
pulsos de alta amplitude e curta duração, especialmente adequados para disparar um tiristor. O
diagrama básico de um oscilador de relaxação utilizando DRN é mostrado abaixo.
15
Supondo o DRN inicialmente cortado, o capacitor C se carrega através do resistor R.
Sendo a tensão de alimentação Vcontrol superior à tensão de disparo VP do DRN, chegará um
momento em que a tensão no capacitor será suficiente para disparar o DRN. Quando isso ocorrer,
ele passa para a condição de baixa impedância, o que leva à descarga do capacitor sobre o próprio
DRN e sobre RG. O pico de tensão sobre RG é usado para disparar o tiristor.
Ao final da descarga do capacitor, a corrente no DRN cai abaixo da corrente de manutenção
IH, levando-o ao corte.
O capacitor volta então a se carregar, iniciando um novo ciclo. O
diagrama de tempos abaixo mostra as formas de onda sobre o capacitor C e sobre o resistor RG.
vC
t
vRG
t
Note-se que o resistor RG é utilizado apenas para que sobre ele apareçam os pulsos que
dispararão o tiristor. Sua presença não é necessária para o funcionamento do oscilador. Para
garantir a oscilação é necessário polarizar o DRN na região de resistência negativa. Essa condição é
obtida quando a resistência R se situa dentro da faixa
V control − V p
V control − V h
< R<
.
Ih
Ip
Se a
resistência estiver fora dessa faixa, o circuito deixará de oscilar.
Estudaremos a seguir os principais tipos de DRN utilizados em circuitos de disparo.
C.1) Transistor de Unijunção (UJT - UniJunction Transistor)
Como o próprio nome indica, trata-se de um dispositivo semicondutor formado por uma
única junção PN. O corpo do UJT é composto por uma barra de material N em cujas extremidades
são ligados terminais chamados de bases (base 1 - B1 e base 2 - B2). Na parte intermediária da
barra, mais próximo à extremidade chamada de Base 1, é difundida uma região P. O terminal ligado
à região P é chamado de emissor (E). Temos abaixo a estrutura interna, a simbologia e o circuito
equivalente do UJT.
16
A região compreendida entre as bases 1 e 2 pode ser vista como um resistor com derivação
central. A resistência dessa região, chamada de resistência interbases (RBB), é da ordem de KΩ, à
temperatura de 25 °C. A resistência interbases é “dividida” em duas partes: uma que vai da base 2
até o emissor (RB2) e outra que vai do emissor até a base 1 (RB1).
Através do circuito equivalente, vemos que a tensão sobre o “resistor” RB1 vale:
V RB1 = VBB ×
RB1
RB1
= VBB ×
RB2 + RB1
RBB
.
Enquanto a tensão VE for menor do que VRB1, a junção PN estará reversamente polarizada,
sendo percorrida por uma corrente praticamente nula. Se a tensão VE ultrapassar a soma de VRB1
com a tensão de limiar Vd da junção, esta fica diretamente polarizada e a corrente através da mesma
cresce rapidamente, sendo limitada apenas pelos componentes externos. Essa elevação brusca de
corrente leva a uma injeção de portadores, que reduz consideravelmente o valor de RB1 e,
conseqüentemente, o valor da tensão entre o emissor e a base 1. Logo, a um aumento da corrente
corresponde uma redução da tensão, caracterizando assim uma região de resistência negativa. Isso
é o disparo do UJT.
Quando a corrente na junção cair abaixo do valor de manutenção, o dispositivo volta à
condição de corte. A relação
RB1
RB2 + RB1
é chamada de relação intrínseca de corte e é representada
pela letra grega η (eta). O valor da tensão VE que produz o disparo do UJT é chamado de tensão
de pico (VP) e seu valor pode ser calculado pela equação VP = η × VBB + Vd, onde Vd é a
tensão de limiar da junção PN (da ordem de 0,5 V). O valor de η é fornecido pelo fabricante do
UJT e se situa na faixa entre 0,5 e 0,9.
Oscilador de Relaxação com UJT
Aplicando ao UJT o diagrama genérico dos osciladores de relaxação baseados em DRN,
visto anteriormente, chegamos ao diagrama abaixo.
17
Supondo o capacitor inicialmente descarregado e o UJT cortado, quando a tensão de
alimentação é ligada, começa a carga do capacitor através de RE (RE = R + P). Quando a tensão
no capacitor atinge o valor da tensão de disparo VP, a junção passa a conduzir e o capacitor se
descarrega através dela, gerando sobre R1 um pulso de tensão que pode ser usado no disparo de um
tiristor. R1 também serve para limitar a corrente de descarga do capacitor.
Quando o capacitor se descarrega, a corrente através da junção cai abaixo da corrente de
manutenção e o UJT volta ao estado de corte, reiniciando o ciclo. A função do resistor R2 é dar
estabilidade térmica ao circuito.
As formas de onda sobre o capacitor e sobre R1 são aquelas já mostradas no diagrama de
tempos do oscilador genérico com DRN. A frequência de oscilação pode ser calculada pela
equação:
fo =
1
RE × CE × ln
1
1− η
No circuito analisado, o valor de RE varia em função do
ajuste do potenciômetro, resultando assim numa frequência de oscilação também variável.
Um
detalhe importante a ser verificado é que os valores de RE se situem dentro da faixa permitida para
garantir a polarização do UJT na região de resistência negativa. Se isso não ocorrer, como vimos
acima, o circuito não irá oscilar. Existem fórmulas que auxiliam na determinação de valores ótimos
para os resistores R1 e R2. No entanto, é preferível utilizar a regra prática: utilizar R1 na faixa de
dezenas de ohms (entre 22 Ω e 68 Ω) e R2 na faixa de centenas de ohms (entre 470 Ω e 820 Ω)
C.2) Transistor de Unijunção Programável (PUT - Programmable UniJunction Transistor)
Um dos inconvenientes do UJT, e que impede até mesmo a sua utilização em circuitos em
que a precisão é um requisito essencial, é a grande faixa de variação do parâmetro η. Para dar um
exemplo numérico, o fabricante do UJT 2N2646 garante que o η desse dispositivo pode ter
qualquer valor situado na faixa entre 0,51 e 0,82, ou seja, uma variação percentual de 60,8 % em
relação ao menor valor. Aplicando esses valores à formula da frequência de oscilação, obtém-se
uma variação percentual de 58,5 %. Logo, caso ocorra a necessidade de se substituir o UJT, a
frequência de oscilação do circuito pode ser significativamente alterada.
Para contornar esse problema, utiliza-se o transistor de unijunção programável (PUT), que
nada mais é do que um pequeno tiristor que possui o seu gate na região N mais próxima ao anodo,
como mostra a figura abaixo.
Ligando-se o gate do PUT ao centro de um divisor de tensão resistivo, obtém-se um circuito
capaz de simular um UJT. Como se pode ver pela estrutura interna, o PUT entrará em condução
quando o potencial do gate for negativo em relação ao do anodo. Com o gate ligado ao divisor
resistivo, seu potencial permanecerá constante e o PUT ficará no estado de corte até que o potencial
de anodo seja superior à soma do potencial do gate com a tensão de limiar da junção anodo-gate.
18
Nesse ponto ocorre o disparo do dispositivo.
R1
VP = Es ×
+ Vd
R1 + R 2
do PUT será:
No circuito representado acima, a tensão de disparo
, onde Vd é a tensão de limiar da junção.
obter um oscilador de relaxação usando o PUT.
Logo, pode-se
O diagrama desse circuito é mostrado abaixo.
Quando a tensão do capacitor atinge o valor de disparo, o PUT conduz e o capacitor se
descarrega sobre RG. A corrente de descarga cai abaixo do valor de manutenção e o PUT corta,
iniciando um novo ciclo. A frequência de oscilação fo vale:
1
fo =
RT × CT × ln
R 2 + R1
R2
.
Logo, a frequência de oscilação não depende de nenhum parâmetro
particular do PUT, mas apenas dos componentes externos.
R1
η =
R1+ R2
A relação de corte do PUT vale:
, ou seja, pode ser “programado” através da escolha de valores convenientes para R1 e
R2. Essa é a razão para o nome do dispositivo.
C - Diodo Shockley
O diodo Shockley é basicamente um “SCR sem gate”. Seu disparo ocorre normalmente
quando a tensão entre o anodo e o catodo tende a ultrapassar tensão de bloqueio direto (VBO), que
no caso desse dispositivo é da ordem de 10 V. A tensão de bloqueio reverso (anodo negativo em
relação ao catodo) também é da ordem de 10 V. Por suas características unilaterais de condução, o
diodo Shockley é utilizado como dispositivo auxiliar no disparo de SCRs. As figuras abaixo
mostram a estrutura interna e o símbolo do diodo Shockley.
D - Diodo de Corrente Alternada (DIAC - Diode for Alternating Current)
19
O DIAC pode ser compreendido basicamente como um “TRIAC sem gate”, cujo disparo
ocorre somente por sobretensão (VBO). A fabricação do DIAC é de tal forma que o disparo
ocorre quando a tensão entre os seus terminais atinge cerca de 30 V, independente da polaridade.
Sua estrutura interna é um pouco mais simples do que a de um TRIAC. Como ele pode ser
utilizado de modo análogo em ambas as polaridades, por ser totalmente simétrico, não é necessário
fazer qualquer diferenciação entre os seus dois terminais. No entanto, é costume chamá-los de
anodo 1 (A1) e anodo 2 (A2).
E - Lâmpada Neon
Como o nome indica, não se trata de um semicondutor, mas de um invólucro de vidro em
cujo interior existe a presença do gás neon. Quando a tensão entre os seus terminais, independente
da polaridade, ultrapassa determinado valor, ocorre a ionização do gás, o que leva a uma brusca
redução da resistência interna da lâmpada. A tensão em que ocorre essa ionização está em redor de
90 V.
Podemos concluir que, a menos do valor da tensão de disparo, as lâmpadas neon tem um
funcionamento macroscópico semelhante ao do DIAC. Em relação a este último, a lâmpada neon
tem como vantagem o baixo custo e como desvantagem a menor precisão.
Pelas suas
características bidirecionais, o DIAC e a lâmpada neon são utilizados em circuitos de disparo de
TRIACs, embora possam também ser utilizados em conjunto com SCRs.
Sincronização dos Circuitos de Disparo com a Frequência da Rede
Vimos anteriormente que os circuitos de controle de potência por fase necessitam de pulsos
de disparo sincronizados com a frequência da rede de alimentação. Veremos somente um método
para obter essa sincronização, utilizando como exemplo um circuito de disparo baseado em UJT.
Sincronização Direta
Consiste em alimentar o circuito de disparo com uma tensão que caia a zero todas as vezes
em que se iniciar um semiciclo positivo da tensão da rede. O circuito abaixo utiliza essa técnica.
20
O diodo D1 retifica a tensão da rede e o resistor RLIM limita a corrente para o diodo Zener
DZ. Como o valor de pico vimáx da tensão da rede, via de regra, é muito maior do que o da tensão
de regulação VZ, o tempo necessário para a tensão no ponto B ir de zero até VZ é desprezível.
Logo, cada vez que se inicia um semiciclo positivo da tensão da rede, o circuito de controle é
alimentado e, após um intervalo de tempo ∆t, será gerado um pulso de disparo na base 1 do UJT.
O valor desse intervalo de tempo é calculado pela mesma fórmula vista no caso anterior, ou seja,
∆ t = RE × CE × ln
1
1− η
.
O intervalo de tempo e, consequentemente, o ângulo de disparo do SCR,
podem ser ajustados através do potenciômetro P. O valor máximo do intervalo de tempo deve ser
igual à metade do período da tensão da rede (∆t ≤ 8,3 ms, para a frequência de 60 Hz).
Com o disparo do SCR, a tensão no ponto B cai a zero e, enquanto o SCR não voltar à
condição de corte, não serão gerados novos pulsos de disparo.
IV - Circuitos de Disparo com Atuação On/Off
Muitas vezes é necessário manter uma carga energizada apenas durante o tempo em que
perdurar uma determinada grandeza física preencher certas condições. Nesses casos, o tiristor
utilizado para o controle da carga deve ser disparado de acordo com essas condições. O princípio
desse tipo de circuito é fazer com que a tensão no gate do tiristor seja suficiente para dispará-lo
apenas quando existir a condição de interesse.
Para tanto, é necessária a utilização de um
transdutor, elemento que será responsável para transformar a grandeza física de controle numa
grandeza elétrica (tensão ou corrente).
O circuito a seguir utiliza um LDR como transdutor.
Quando a luminosidade sobre o LDR é baixa, sua resistência aumenta, juntamente com a
tensão sobre ele. Assim essa tensão é suficiente para disparar o DIAC, que por sua vez permite o
disparo do TRIAC, energizando a carga. O potenciômetro permite ajustar o nível de luminosidade
em que o TRIAC irá disparar. Com o aumento da luminosidade sobre o LDR, sua resistência
diminui e a tensão sobre ele torna-se insuficiente para o disparo do DIAC, impedindo o disparo do
TRIAC e desenergizando a carga. Com o uso de outros tipos de transdutores, diferentes grandezas
físicas podem ser monitoradas por este tipo de circuito.
21
RL
R
TRIAC
P
vi
L
D
R
DIAC
Caso a carga seja uma lâmpada, esse circuito poderá ser utilizado como interruptor
crepuscular, ou seja, para acender a lâmpada automaticamente quando estiver escuro e apagá-la
quando estiver claro. É óbvio que o LDR não poderá ser exposto à luminosidade da lâmpada, mas
somente à iluminação natural.
Note que, também nesse circuito, a seção de controle (formada pelo resistor R, pelo
potenciômetro P, pelo LDR e pelo DIAC) fica desenergizada quando o TRIAC está conduzindo.
V - Circuitos de Disparo Utilizando o CI TCA 785
Com o objetivo de tornar o projeto de circuitos de disparo mais simples, pela redução do
número de componentes e padronização dos procedimentos de cálculo, foram desenvolvidos alguns
circuitos integrados especialmente para esta função. Entre eles, estudaremos o TCA 785
Devidamente complementados com o uso de transformadores de pulsos e outros
componentes externos, um único CI TCA 785 pode ser utilizado para o disparo simultâneo de
vários tiristores. É possível, por exemplo, utilizar apenas um TCA 785 para controlar o disparo
dos quatro SCRs presentes num retificador monofásico totalmente controlado. Isso representa uma
significativa economia em relação a um circuito de disparo similar implementado a partir de
componentes discretos, sem falar no aumento da confiabilidade.
O diagrama de blocos e pinagem do TCA 785 são mostrados a seguir.
5
Circuito de
+
−
16
Circuito de
Detetor de Passagem
por Zero (DPZ)
Formação
Sincronismo
−
IF
4 (Q1)
Pulsos
Comparador 1
(descarga do
capacitor
externo)
8
9
10
11
do circuito integrado (GND).
22
3 (QU)
7 (QZ)
Comparador 2
(detetor do momento
do disparo)
Descrição da Função de Cada Pino
1.Terra
Disparo
+
Q
1
1
2 (Q2)
de
−
Regulador
interno de
tensão (3,1 V)
15 (Q2)
de
+
Fonte de
Corrente
Constante
14 (Q1)
6
13
12
2.Saída complementar
dos pulsos gerados nos semiciclos positivos ( Q2 ).
3.Saída de pulsos com duração constante de 180° (QU).
4.Saída complementar dos pulsos gerados nos semiciclos negativos ( Q1 ).
5.Entrada de referência da tensão de rede.
6.Quando aterrado, bloqueia a geração de pulsos.
7.Saída de pulsos com equação lógica Q1 + Q 2 (QZ).
8.Ligação externa para capacitor de filtragem da tensão interna do CI (opcional).
9.Ligação externa para o resistor que determina o valor da corrente do gerador interno.
10.Ligação externa para o capacitor gerador da rampa de temporização.
11.Tensão externa de controle do nível de disparo. Esse pino possui uma impedância interna de 15
KΩ.
12.Ligação externa para o capacitor que determina a largura dos pulsos de disparo fornecidos pelas
saída “normais”.
13.Mesma função do pino 12, em relação às saídas complementares.
14.Saída “normal” dos pulsos gerados nos semiciclos negativos (Q1).
15.Saída “normal” dos pulsos gerados nos semiciclos positivos (Q2).
16.Tensão DC de alimentação do CI (VCC).
O princípio básico do funcionamento desse integrado é o seguinte: conectando-se um
capacitor externo ao pino 10, ele será carregado a partir da fonte de corrente constante interna ao
CI. Logo, a tensão nesse capacitor será uma rampa linear. Essa fonte fornece uma corrente cujo
valor é dado por:
IF =
3,41
R9
, onde R9 é o valor da resistência externa conectada ao pino 9 do CI. Logo a variação da
tensão ao longo do tempo será dada por
∆v
IF
=
∆ t C10
, onde C10 é o valor do capacitor conectado ao
pino 10 do integrado.
Conhecendo-se os valores de C10, R9 e da tensão de controle aplicada ao pino 11 (V11), é
possível calcular o tempo necessário para que o valor da tensão sobre o capacitor ultrapasse a
tensão no pino 11:
∆t=
V 11× C10
V 11 × C10 × R 9
⇒ ∆t=
IF
3,41
.
Após esse intervalo de tempo, a saída do
comparador 2 muda de estado, ocasionando a geração de um conjunto de pulsos de disparo. A
carga do capacitor continua até que a tensão senoidal passe por zero. Quando isso ocorre, o
circuito de sincronismo aplica um pulso na base de T1, levando-o à saturação, o que causa a
descarga do capacitor C10. Quando o capacitor C10 estiver totalmente descarregado o
comparador 1 ordena ao circuito de sincronismo que encerre o pulso aplicado a T1. Assim,
garante-se que a carga do capacitor e o início da contagem do tempo para a geração dos pulsos de
disparo sempre coincida com a passagem da onda pelo zero. O valor da corrente IF está limitado
entre 10 µA e 1 mA, o que significa que o resistor R9 deve ter valores entre 3 KΩ e 300 KΩ. O
capacitor C10 também possui uma faixa de valores válidos: deve estar entre 500 pF e 1 µF. A
tensão da rampa sobre esse capacitor atinge o valor máximo de VCC - 2 V.
Os pinos 14 e 15
são, respectivamente as saídas “normais” de pulsos 1 e 2. O pino 14 é acionado nos semiciclos
negativos da tensão senoidal e o pino 15 é acionado nos semiciclos positivos. A duração dos pulsos
nesses pinos é determinada pelo capacitor externo conectado ao pino 12. Essa duração pode ser
calculada por d=620.C12 , onde d está em µs e C12 está em pF. Se o pino 12 estiver aberto, a
duração dos pulsos será igual a 30 µs e se ele estiver aterrado, os pulsos duram até o início do
23
próximo semiciclo, isto é, teremos β = π - α. Os gráficos abaixo representam os pulsos nos pinos
15 e 14 em duas situações diferentes: com o pino 12 e aberto e com o pino 12 aterrado.
Além das duas saídas de pulsos “normais”, o TCA 785 fornece quatro saídas auxiliares:
•Pino
•Pino
4 - Complemento da saída Q1:
2 - Complemento da saída Q2:
•Pino
•Pino
V4 = V14
V2 = V15
3 - Pulso com duração de 180°
7 - NOR entre Q1 e Q2: V7 = V14 +
V15
Essas saídas auxiliares são do tipo “open colector”, o que significa que para serem utilizadas
é necessário conectar entre elas e a fonte de alimentação um resistor externo de “pull up”.
+VCC
R
pullup
saída (QU, QZ, , ou )
TCA 785
Aplicando-se uma tensão inferior a 2,5 V ao pino 6, todas as saídas de pulsos ficam bloqueadas.
Para garantir a liberação das saídas de pulsos, a tensão no pino 6 deve ser superior a 4 V. Logo,
deve-se evitar a aplicação de tensões entre 2,5 V e 4 V ao pino 6, pois nessa faixa “cega” de tensões
o comportamento das saídas é imprevisível.
O TCA 785 típico pode fornecer pulsos com até 55 mA de corrente, e a versão mais robusta
do integrado fornece pulsos de até 250 mA. Para aplicações que necessitem de correntes mais
elevadas, devem ser utilizados amplificadores com transistores bipolares ou de efeito de campo.
24
Circuito Típico de Disparo Utilizando o TCA 785
SCR.
O diagrama abaixo representa uma aplicação típica do TCA 785 no circuito de disparo de um
Atenção
para
os
cruzamentos
de
linhas
que
não
tem
ligação.
O conjunto formado por R1, D1, DZ1 e C1 é responsável pela redução, retificação,
estabilização e filtragem da tensão senoidal da rede, originando a tensão DC para a alimentação do
integrado. O conjunto formado por R2, D2 e D3 proporciona a amostragem da tensão da rede
necessária para o sincronismo dos pulsos gerados pelo integrado. O capacitor C2 faz uma filtragem
adicional da tensão de alimentação interna do TCA 785, que vale 3,1 V. A chave S1 serve para
aterrar o pino 6, inibindo dessa forma a geração de pulsos. Quando a chave está aberta, o resistor
R3 serve para garantir um potencial superior a 4 V no pino 6, permitindo a saída de pulsos. O
potenciômetro P1 em série com o resistor R6 permite a variação da corrente fornecida pelo gerador
interno, variando dessa forma o ângulo de disparo.
O capacitor C3 também colabora na
determinação da inclinação da rampa de carga. R5 e P2 determinam a tensão no pino 11, que
também influencia o ângulo de disparo. Como o pino 12 está em aberto, os pulsos gerados terão
duração de 30 µs. O resistor R4 tem por objetivo manter o pino 13 não aterrado, para não
influenciar na duração dos pulsos nas saídas complementares.
Exemplo Numérico: No circuito acima, em que a frequência da rede é de 60 Hz, supondo a
tensão no pino 11 igual a 5 V, C3 = 470 nF e R6 = 1 KΩ, calcular:
a) Os valores mínimo e máximo de ângulo de disparo que poderão ser obtidos.
b) O valor de máximo de P1.
Que modificações devem ser feitas no circuito para:
c) Gerar pulsos com duração de 100 µs ?
d) Permitir a inibição dos pulsos a partir de um sinal TTL (pulso de 5 V) ?
e) Disparar um TRIAC ?
25
Utilização de Transformadores de Pulso
Existem situações em que é necessário disparar simultaneamente dois ou mais tiristores a
partir de um único circuito de disparo. Quando isso acontece é conveniente fazer a conexão entre
os tiristores e o circuito de disparo através de transformadores de pulso, que possuam múltiplos
enrolamentos secundários.
Os transformadores de pulso possuem normalmente relação de espiras de 1:1. Sua função
principal é proporcionar isolação elétrica entre a parte de controle e a parte de potência dos circuitos
tiristorizados.
26