Transmissor LASER e Receptor Óptico Sintonizado para um

Transmissor LASER e Receptor Óptico Sintonizado
para um Sistema SCM em 2GHz
Luís M. M. Mendes1 ([email protected]), Henrique J. A. da Silva2 ([email protected])
Instituto de Telecomunicações - Pólo de Coimbra, Pinhal de Marrocos, 3030 Coimbra, Portugal
Resumo
Este documento descreve a construção de um Transmissor
LASER (circuito dc e ac) e de um receptor óptico sintonizado
para um sistema de multiplexação de sub-portadora (SCM)
nos 2000MHz. Para o driver do LASER foi desenvolvido um
controlador de potência óptica média emitida cuja precisão é
da ordem dos 0.002% da potência óptica desejada. No
receptor óptico foi utilizado um bloco de sintonia de modo a
diminuir o ruído.
I. INTRODUÇÃO
Este trabalho insere-se no projecto ITCOM- Integração de
Tecnologias em Comunicações Móveis. O projecto global é
composto por dois subsistemas :
• Subsistema celular formado pela Estação Móvel (EM) e
duas Estações Base (EB) ligadas a um Nodo Central (NC)
• Subsistema sem fios formado por duas LANs de
infravermelhos.
As duas Estações Base estão ligadas a um Nodo Central
por uma ligação óptica bidireccional. O sinal da EM para o
NC via EB e o sinal do NC para a EM via EB partilham o
mesmo canal físico (fibra óptica), através da utilização de
Multiplexação no Comprimento de Onda (WDM).
O projecto desenvolvido insere-se no subsistema celular, e
consta do desenvolvimento de um transmissor LASER e de
um receptor óptico sintonizado para 1550nm numa banda de
1.91 a 2.0 GHz. Neste projecto estão presentes dois tipos de
tecnologias: microondas e óptica.
O transceptor óptico tem como entrada e saída um sinal
eléctrico correspondendo a um conjunto de portadoras
moduladas em PSK, sendo a banda do sinal de 1.91GHz a
2.0GHz. Visto o meio físico ser a fibra óptica, é necessário a
existência de dois módulos transdutores: um electro-óptico
(transmissor óptico) e um opto-eléctrico (receptor óptico).
II. TRANSMISSOR ÓPTICO
O transmissor óptico é constituído por dois circuitos
distintos: o circuito ac e o circuito de controlo de potência
óptica média.
em todos os tipos de LASERs semicondutores devido a
factores de dependência com a temperatura complexos. A
variação de Ith com a temperatura pode ser aproximada pela
seguinte expressão empírica:
( T − T1 )
T
I th (T ) = I (T1 )e
(1)
onde To é uma medida da insensibilidade de temperatura
relativa (valor dependente do tipo de semicondutor usado na
construção do LASER) e T1 é a temperatura de referência. A
variação da potência emitida com a temperatura está
representada na figura seguinte:
o
P (mW)
T
I (mA)
Fig 1 - Variação da característica P/I com a temperatura.
Outro factor que provoca alteração da corrente de limiar é
o envelhecimento do LASER.
O sistema de controlo da potência média serve para
controlar o ponto de funcionamento (corrente de polarização)
do LASER de modo a prevenir variações da potência óptica
média transmitida. Se o ponto de funcionamento do LASER
não for mantido constante, as características eléctricas e
ópticas variam, podendo ainda acontecer que o circuito deixe
de funcionar por o LASER estar polarizado abaixo do limiar
de emissão estimulada ou por avaria devida a correntes
excessivas. De modo a ser possível o controlo de potência, o
encapsulamento do LASER deverá conter um fotodíodo de
vigilância para extracção de um sinal proporcional à potência
óptica média emitida. O circuito de controlo de potência
média implementado é constituído por um receptor óptico,
um comparador do sinal proporcional à potência óptica
emitida com um sinal de referência (que traduz a potência
óptica desejada), um controlador proporcional e uma fonte de
corrente controlada por tensão. O diagrama de blocos do
controlo de potência está representado na figura 2.
A. Controlo de potência óptica média
Um factor importante a ter em conta em aplicações de
díodos LASER é a dependência de temperatura da corrente
de limiar Ith(T). Este parâmetro aumenta com a temperatura
1
. Investigador do Instituto de telecomunicações de Coimbra (IT-C)
. Professor Auxiliar no DEE-FCTUC, responsável pela Linha de
Comunicações Ópticas do IT-Coimbra
2
Fig 2 - Diagrama de blocos do controlo de potência óptica média.
Como os LASERs semicondutores são componentes
muito sensíveis, é imprescindível que o arranque destes seja
suave. Na figura seguinte pode ver-se a tensão do LASER e a
tensão à saída do receptor óptico:
Na figura seguinte está representado o VSWR e o coeficiente
de reflexão do transmissor:
Tensão à saída do receptor óptico
Tensão do LASER
Fig 6 - VSWR e coeficiente de reflexão.
Fig 3 - Arranque lento do LASER.
A estabilidade foi obtida, utilizando-se um multímetro de
precisão (7dígitos), através do seguinte procedimento:
regulou-se a tensão de referência para 1V (Po≈1mW). Fez-se
o arranque do circuito onde o valor inicial foi de 1,000100V.
Depois do período de estabilização térmica dos componentes
o valor passou para 0.999615±10µV permanecendo neste
valor ao longo de várias horas. Como a variação da tensão à
saída do receptor óptico é proporcional à variação da
potência óptica, a percentagem de variação de uma grandeza
é igual à da outra. Portanto a variação da potência óptica
emitida é cerca de 0.002% do valor regulado.
B. Circuito ac
De modo a ser possível a construção e previsão correcta
do funcionamento dos circuitos é necessário a modelização
de todos os componentes envolvidos, pois só assim é possível
fazer simulações cujos resultados se aproximam da realidade.
O circuito equivalente eléctrico aproximado de um
LASER é o seguinte:
Como se pode ver pela figura 6 a adaptação do LASER à
banda de interesse é excelente (1.91GHz a 2GHz), pois o
coeficiente de reflexão é inferior a -20dB (VSWR<1.275:1).
III. RECEPTOR ÓPTICO SINTONIZADO
Para o receptor óptico pretende-se obter baixo ruído na
banda de operação, e por isso optou-se por um receptor
sintonizado. O receptor é formado por dois blocos:
• Secção frontal (onde se situa a malha de sintonia);
• Andar de ganho.
A secção frontal é formada pelo fotodíodo, malha de
sintonia e pelo MESFET. A malha de sintonia é formada por
três indutâncias em T, pois é esta configuração que garante
menor densidade espectral de ruído e banda plana para um
sistema passa-banda.
Fotodíodo
Malha de
sintonia
MESFET
Andar de
ganho
Circuito de estabilização
do MESFET
Fig 7 - Diagrama de blocos do Receptor óptico.
Fig 4 - Circuito equivalente aproximado de um LASER.
onde Rp, Lp e Cp são os componentes parasitas do
encapsulamento e Rs é a resistência série do LASER. Os
valores aproximados são: Rp=0.5Ω, Lp=2nH, Cp=0.1pF e
Rs=6.25Ω.
O circuito ac é formado por uma resistência em série, de
modo a quase adaptar o LASER, e um conjunto de duas
linhas de transmissão com um duplo stub permitindo
optimizar a adaptação para a banda de 1.91GHz a 2GHz do
LASER. O circuito ac está representado na figura 5.
Para levar a cabo o projecto da secção frontal (malha de
sintonia) teve que extrair-se o modelo equivalente eléctrico
do fotodíodo e do MESFET (dado pelo fabricante). Depois
dos modelos extraídos e com ajuda de um programa
desenvolvido no MATLAB, extraíram-se os valores iniciais
das bobines de sintonia. Através da simulação da secção
frontal obtiveram-se os valores finais destas. As bobines de
sintonia são implementadas por pistas microstrip.
A. Secção frontal
O primeiro passo para a construção da secção frontal foi a
extracção do modelo do fotodetector. A curva na figura 8
mostra a variação típica da impedância de saída com a
frequência. É a partir desta representação no Diagrama de
Smith (obtida através de um analisador de circuitos) que se
extrai o modelo do fotodetector.
Fig 5 - Circuito de adaptação do LASER.
Fig 8 - Coeficiente de reflexão do fotodíodo.
O modelo correspondente (típico) é o representado na
figura seguinte:
p
p
D
Fig 11 - Factores de estabilidade K e B1 depois do transistor ter sido
estabilizado.
Como se pode constatar pela observação da figura 11, tanto o
factor K como o B1 satisfazem a condição (2), logo o
MESFET passou a ser incondicionalmente estável.
Depois de se estabilizado o transístor construi-se o
circuito de sintonia. O circuito de sintonia é formado por três
indutâncias em T, como mostrado na figura seguinte:
Fig 9 - Modelo típico de um fotodetector.
onde Rp e Lp são os componentes parasitas do
encapsulamento e CD é a capacidade intrínseca do fotodíodo
(junção polarizada inversamente). Os valores aproximados
são: Rp=5Ω, Lp=4nH, CD=0.87pF.
O segundo passo foi a estabilização do transístor
(MESFET). A estabilidade do dispositivo pode ser estudada
através de dois parâmetros: K e B1. A condição necessária e
suficiente para um dispositivo ser incondicionalmente estável
é:
2
2
2

1 − S11 − S 22 + ∆
 K =
>1
2 ⋅ S12 ⋅ S 21
(2)


2
2
2
 B1 = 1 + S11 − S 22 − ∆ > 0
onde ∆ = S11 ⋅ S 22 − S12 ⋅ S 21 .
Fig 12 - Circuito de sintonia.
Através de um programa desenvolvido no MATLAB
conseguem-se extrair os primeiros valores das indutâncias
L1≈L2≈L3≈4nH. Como a indutância do fotodíodo anda perto
desse valor o circuito a implementar será constituído por
apenas L2 e L3. As indutâncias serão implementadas através
de pistas microstrip.
O circuito da secção frontal é o seguinte:
O transístor usado é o ATF10136 da Avantek. Este é
potencialmente instável pois, embora, o factor B1 seja sempre
superior a zero, o factor K é inferior à unidade numa vasta
gama de frequências (inclusive na banda de interesse). O
processo de estabilização escolhido recaiu no método de
carregamento paralelo resistivo. Através do carregamento
paralelo da gate e do dreno consegue-se estabilizar o
MESFET, tendo, no entanto, atenção que a resistência da gate
não pode ser pequena por causa do ruído introduzido. O
circuito de estabilização do MESFET é o seguinte:
Fig 13 - Circuito da secção frontal.
onde se pode ver que o bloco de sintonia é implementado em
pista microstrip.
A simulação da secção frontal foi feita no software
Serenade Shematic 3.10 e Microwave Harmonica 6.6L da
Compact. A resposta em frequência da secção frontal está
representado na figura seguinte:
Fig 10 - Circuito do MESFET estabilizado.
Os factores de estabilidade K e B1 depois de estabilizado o
transístor estão representados na figura seguinte:
C. Receptor óptico global
O circuito do receptor óptico é formado pela cascata dos
circuitos das Fig 13 e Fig 15.
Depois de se colocarem em cascata a secção frontal e o
bloco amplificador é necessário fazer uma optimização da
sintonia. O processo utilizado foi o de tentativa e erro. Depois
de duas ou três iterações consegue-se obter uma função de
transferência plana 0.09dB como mostrado na figura 17.
Fig 14 - Resposta em frequência da secção frontal.
Pela observação da resposta em frequência podem-se ver dois
picos. Estes correspondem às frequências de ressonância
introduzidas pelo bloco de sintonia. Estas zonas
correspondem às zonas de ruído mínimo.
Como o ganho global necessário é cerca de 65dB tem de
se colocar em cascata um andar de ganho.
B. Andar de ganho
O andar de ganho é realizado com MMIC da MiniCircuits. O integrado é o RAM-6. Como o RAM-6 apenas
tem 11dB de ganho e como a secção frontal tem cerca de
47dB tem de se utilizar dois andares para o ganho do receptor
ser próximo de 65dB. Na figura seguinte está representado o
circuito amplificador onde se podem ver distintamente os dois
andares de ganho:
Fig 17 - Resposta em frequência e coeficiente de reflexão do
receptor óptico.
Os resultados das simulações são excelentes pois, como se
pode ver pelo gráfico, o ganho é de 68.34dB com uma
variação de 0.09dB e o coeficiente de reflexão é inferior a
-18.50dB.
IV. RESULTADOS E CONCLUSÕES
Neste momento o transmissor e o receptor encontram-se
completamente simulados, e está-se a construir as placas dos
dois protótipos. O controlo de potência está já completamente
operacional, tendo sido exaustivamente testado. A
estabilidade conseguida é cerca de 0.002% do valor regulado.
Fig 15 - Circuito do bloco amplificador.
Este amplificador é caracterizado pêlos parâmetros S que
estão representados na figura abaixo:
V. REFERÊNCIAS
[1] G. Jacobsen et al., “Tuned Front-end Design for
Heterodyne Optical Receivers”, Journal of Lightwave
Technology, vol.7, nº 1, pp 105-114, Janeiro 1989.
[2] Kamal E. Alameh and Robert A. Minasian, “Tuned
Optical Receivers for Microwave Subcarrier Multiplexed
Lightwave Systems”, IEEE Transactions on Microwave
Theory and Techniques, vol. 38, nº 5, pp 546-551, Março
1990.
[3] Y. T. Chieng and R. A. Minasian, “Ultralow-Noise PINHEMT Optical Front End With Spice Noise Modelling”,
Electronic Letters, vol. 28, nº 12, pp 1147-1149, 4 de
Junho de 1992.
Fig 16 - MS11, MS12, MS21 e MS22 do andar de ganho.
Na banda de operação (1.91GHz a 2GHz) os parâmetros
MS22 (menor que -22.3dB) MS12 (menor que -28.6dB) MS21
(varia entre 21,5dB e 22.13dB) são bastante bons e o MS11
(menor que -11.77dB) é satisfatório.
[4] Alain Cappy, “Noise Modeling and Measurement
Techniques”, IEEE Transactions on Microwave Theory
and Techniques, vol. 36, nº 1, pp 1-8, janeiro 1988.
[5] Guillermo Gonzalez, “Microwave Transistor Amplifiers
Analasis and Design”, Prentice-Hall,INC., Englewood
Cliffs, N.J. 07632.