amplificadores de potência

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AMPLIFICADORES DE POTÊNCIA
Amplificadores de potência, Estágios de saída, Conversores de potência DC para AC,
amplificadores para grandes sinais.
Fig. 1: Conversor DC para AC.
Requisitos:
- Entregar uma quantidade específica de potência para carga com níveis de distorção aceitáveis;
- Alta impedância de entrada e baixa impedância de saída;
- Baixa potência quiescente (Se o sinal de entrada é zero a potência dissipada deve ser baixa);
Na eletrônica direcionada para áudio:
- Pré-amplificadores (amplificadores de pequenos sinais)
- Mesas de som – misturadores (diversos sinais e níveis)
- Equalizadores – Filtros
- Amplificadores de Potência
Amplificadores de pequenos sinais
- Fatores de principal interesse – ganho e linearidade
- Fatores secundários – Capacidade e eficiência com relação a potência, pois tensão e corrente
provenientes do transistor de entrada são pequenas.
Amplificadores de grandes sinais
- Devem ser capazes de amplificar sinais de grande potência (alguns Watts ou centenas de
Watts. Operam com sinais grandes (alguns Volts ou dezenas de Volts)
- Fatores de interesse – Eficiência do circuito
- Capacidade máxima de potência
- Casamento de impedâncias com o dispositivo de saída.
Objetivos
1. Fornecer potência o mais economicamente possível com baixo nível de distorção;
2. Satisfazer limitações de tamanho, peso, fonte de alimentação, distorção, etc.;
3. Minimizar impedâncias de saída para que a carga não afete o ganho de tensão;
4. Deve ter baixo consumo de potência quiescente (rendimento) e não limitar a resposta em
frequência.
5. O elemento ativo (transistor) deve operar no limite de seu funcionamento (cuidados com o
aquecimento)
6. Simulações com o SPICE
Introdução
Válvula triodo ⇒ 1906
Primeira transmissão de música via rádio freqüência ⇒ 1907
Primeiros sistemas de amplificação de voz ⇒ 1915
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Necessidade sistemas potentes ⇒ música para grandes públicos.
Grande quantidade de caixas acústicas + baixa eficiência + grande quantidade de potência
requerida ⇒ maior rendimento.
η=
PL
PS
onde PL é a potência na carga RL e PS é a potência fornecida pela fontes de alimentação.
Outra característica importante dos amp. de potência ⇒ pequena distorção
Definições
Fig. 2: Amplificador emissor comum com tensões e correntes definidas.
AC DC
iC = ic (t ) + I C
vO = vo (t ) + VO
iB = ib (t ) + I B
Potência Média
PL – Potência na carga
PS – Potência na fonte
PC – Potência no coletor
Classificação dos estágios de saída
Uma forma de classificar amplificadores de potência é através das classes de operações
caracterizadas pelo ponto de operação e/ou modo de operação do estágio de saída.
Os amplificadores Classe A são os de menor rendimento, porém são os que apresentam menor
distorção. A maioria das análises são desenvolvidas para cargas resistivas no estágio de potência.
De acordo com a forma de onda da saída:
Fig. 3: Definição do ângulo de condução.
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Classe A
(25% de rendimento)
(50% com indutor)
Transistor conduz 360º.
Todo ciclo do sinal de entrada.
Classe AB
(78,5% de rendimento)
Conduz entre 180º e 360º.
IC << Ip
Classe C
Classe B
(78,5% de rendimento) IC = 0
Transistor conduz 180º.
Conduz menos que 180º.
Conhecido como amplificador
Sintonizado
OUTRAS CLASSES DE OPERAÇÃO
Classe S ou D
S ou D – Sistema de modulação PWM seguido por um filtro passa-baixa. Para outros autores o
classe D é o Classe C excitado por uma onda quadrada. Os amplificadores classe D também são
conhecidos como "amplificadores chaveados" e isso se deve ao fato de que os transistores de saída não
operam continuamente, como vimos até agora, e sim como "chaves", comutando a tensão de
alimentação (+ e – Vcc) à carga.
Fig. 4: Princípio do amplificador classe D.
___________________________________________________________________________________
À primeira vista o funcionamento destes amplificadores pode parecer um tanto quanto
complexo, mas o princípio é simples:
O sinal de entrada (áudio, representado pela senóide) é constantemente comparado com uma
referência (portadora, onda triangular) com freqüência muitas vezes maior que a máxima freqüência
contida no sinal de áudio (20 kHz, teórico). O resultado é uma onda quadrada cuja a largura do pulso
varia proporcionalmente à amplitude do sinal de entrada, áudio. Esse sinal (onda quadrada) é aplicado
ao estágio de potência (transistores como "chaves") que por sua vez o envia à carga através de um
filtro passa-baixas, que recuperará a "forma" original do sinal. Esse é o princípio da "Modulação por
Largura de Pulso" – PWM (Pulse Width Modulation.
Fig. 5 – Princípio PWM
Essa classe de operação tem um rendimento bastante alto, que fica na casa dos 90% (típico),
mas não tem a qualidade de baixa distorção, relativa, que um amplificador contínuo (classe A e AB)
tem.
Classe E
Assim como a classe C, serve para aplicação em RF. É basicamente um Classe C com um
capacitor em paralelo no coletor, para proporcionar um aumento do rendimento.
Classe F
Também para aplicação em RF. Classe C com um circuito tanque em série (na saída)
sintonizado no terceiro harmônico, também aumentando o rendimento (Frederik Haab).
Classe G
Essa classe de operação une a "linearidade" inerente aos amplificadores classe A com o maior
rendimento dos amplificadores classe AB. Como?
Sabemos que um amplificador classe A é o que apresenta melhor característica de linearidade
mas também é o que tem menor rendimento, e isso faz com que esta configuração seja praticamente
inviável em grandes potências; já o amplificador classe AB não tem característica de linearidade tão
boa quanto ao amplificador classe A mas, em contra partida, tem maior rendimento.
O amplificador classe G, então, utiliza um estágio classe A para baixos níveis de sinais (baixas
potências) e acrescenta um estágio classe AB quando esses níveis ultrapassam um determinado limiar
___________________________________________________________________________________
(grandes potências), determinado por + e – Vcc1 , aproveitando o que cada uma das classes oferece de
melhor.
Fig. 6: Princípio do amplificador classe G
Amplificadores classe G têm rendimento na casa dos 70% (típico).
Classe H
Essa classe de operação tem um princípio bastante parecido com o da classe G (aumentar o
rendimento em amplificadores contínuos) só que ao invés de ter dois tipos de classes (A e AB)
trabalhando com diferentes potências, o estágio de saída opera em classe AB, mas com diferentes
níveis de tensão de alimentação. Assim, em baixas potências, atua uma fonte de alimentação com
tensão mais baixa do que a fonte que atua em potências mais altas, ou seja, existe um "chaveamento"
da tensão de alimentação do estágio de saída. Esse "chaveamento" ocorre toda vez que o sinal de áudio
ultrapassa um certo limiar, determinado em projeto.
___________________________________________________________________________________
Fig. 7: Princípio do amplificador classe H
Uma deficiência desta classe de operação é o fato de que, em altas freqüências, a velocidade do
"chaveamento" fica comprometida, devida à tecnologia dos componentes (ainda não são
suficientemente rápidos), fazendo com que apareçam maiores níveis de distorção, relativamente aos de
baixa freqüência.
Em contrapartida, amplificadores classe H têm maior rendimento que amplificadores classe A,
B e AB, e se igualam aos amplificadores classe G.
Classe I
Essa classe de operação une a "linearidade" da classe A com a eficiência da classe D.
Já vimos que amplificadores classe A são a melhor opção para boa linearidade e os amplificadores
classe D para alto rendimento; mas uma classe opera em modo contínuo e outra em modo "chaveado"
O sinal de áudio é aplicado simultaneamente ao amplificador classe A e ao classe D; o classe A
fornece potência à carga (alto-falante) e o classe D fornece a alimentação ao classe A. Desta forma, a
tensão (fonte) fornecida ao estágio de saída classe A será sempre só, e somente só, o necessário para
garantir que o sinal de áudio (potência) seja perfeitamente entregue à carga; ainda, é necessário um
"resíduo" de tensão (Voffset) nos transistores para que estes fiquem sempre na região de operação
contínua. Fig. 8.
Fig. 8 – Princípio do amplificador classe I
___________________________________________________________________________________
O rendimento desta classe de operação fica entre 70% e 80% (típico) o que, por analogia, seria
um amplificador classe A com rendimento igual ao classe G ou H.
Parâmetros técnicos
Potência
Potência RMS (potência eficaz)
Potência IHF – Foi proposta pelo Institute of High Fidelity onde é levado em
consideração o fato de que o amplificador trabalhará com programas musicais e não
com um sinal senoidal puro, o que é fato.
Potência PMPO – Peak Maximum Power Output (máxima potência de pico) – Potência
criada só para efeitos comerciais.
Magnitude e fase
Resposta em freqüência
Distorção
Distorção harmônica total (THD)
Distorção por intermodulação – modulação de dois sinais com freqüências diferentes
aplicados ao mesmo tempo no amplificador
Slew Rate
Relação sinal-ruído
Fator de amortecimento
Relação entre a impedância da carga e a impedância do amplificador.
Determinação das retas de carga e do ponto quiescente
Para ter máxima potência na carga é necessário ter máxima excursão do sinal sem distorção.
Uma forma de se obter esta máxima excursão é centrando o ponto de operação do transistor no meio
da reta de carga AC (dinâmica).
Para determinação será usado o circuito da Fig. 9.
Fig.9 : Amplificador emissor comum com carga RL.
a) ANÁLISE DC (sem sinal)
Considerando o circuito emissor comum da Fig.9 e a malha de saída onde se tem iCE e vCE do
transistor, pode-se encontrar:
Vcc VCE
IC =
−
y = a + bx
RDC = RC + RE
RDC RDC
___________________________________________________________________________________
Fig. 10: Curvas características do transistor com a reta de carga e o ponto de operação.
b) ANÁLISE CA ic(t) e vce(t) ≠ 0

V 
1
iC =  I C + CE  −
vCE
RAC  RAC

R AC = RC // RL
Fig. 11: Curvas características do transistor com as retas de carga AC e DC e o ponto de operação.
O ponto quiescente deve ser colocado no meio da reta de carga AC, assim:
I R + VCE
VCEQ = C AC
2
Só que agora VCE = VCEQ e I C = I CQ pois foi definido o ponto quiescente.
I CQ =
VCEQ
R AC
VCEQ = I C RAC
___________________________________________________________________________________
VccRAC
Vcc
VCEQ =
R AC + RDC
R AC + RDC
Considerando R AC = RDC as retas se coincidem.
I CQ =
Fig. 12: Diferentes localizações do ponto quiescente de um amplificador.
__________________________________________________________________________________
Exercícios:
Determinar as retas de carga e o ponto quiescente para cada um dos circuitos abaixo.
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Cálculo das Potências Médias e do Rendimento
A potência média fornecida ou dissipada através de qualquer elemento linear ou não linear é,
simplesmente:
T
1
P = ∫ vC .iC dt (potência média)
T0
Onde vC e iC são a tensão e a corrente total, respectivamente.
vC = vc (t ) + VC
iC = ic (t ) + I C
Considerando sinal senoidal
T
1
P = VC I C + ∫ vc ( t ).ic ( t )dt
T 0
___________________________________________________________________________________
Potência DC
Dissipação de potência no amplificador
potência AC
V CC
I CC
I1
I CQ
2
P 1 = I1 R 1
RC
R1
PC = I 2CQ R C
PT = I 2TQ R T
P 2 = I22R 2
I EQ
R2
RE
PE = I 2EQ R E
I2
Ptot = P1 + P2 + PC + PT + PE
Fig. 13: Distribuição das potências no amplificador classe A
A diferença entre a potência fornecida pela fonte de alimentação e esta potência total dissipada
é a potência que realmente vai para a carga, isto é, a potência de saída.
Uma figura de mérito para o amplificador de potência é seu rendimento (η).
O rendimento (η) é definido como a razão da potência AC na saída (potência entregue a carga)
pela potência DC de entrada.
potência AC saída
P ( ac )
η=
× 100% = L
× 100%
potência DC entrada
PS ( dc )
Amplificador classe A (Fig. 13)
A forma de onda da saída tem a mesma forma da onde de entrada (com defasamento ou não).
A corrente de coletor não é zero 100% do tempo.
Amplificador ineficiente – mesmo com sinal de entrada igual a zero, a corrente ICQ no
transistor é diferente de zero.
Certamente é a classe que apresenta melhor característica de linearidade entre todas, mas
também, é a que tem menor rendimento, idealmente não passa de 25% (10%, típico). Isso se deve ao
fato de que os transistores de saída estão sempre em condução, pois existe uma corrente de polarização
constante com valor no mínimo igual à máxima corrente de carga.
1) Potência na carga (PL)
A Potência útil na carga é a potência AC.
T
1 2
PLAC = ∫ iC .RL dt
T 0
2
I CP
RL
2
- Ainda não temos a potência máxima na carga.
- Para que isto ocorra deve-se ter máxima excursão do sinal, isto é, I CP = I CQ (meio da reta de carga
AC).
___________________________________________________________________________________
Supondo ic ( t ) = I CP cos (ωt ) PLAC =
Assim, para este circuito, temos:
I CQ =
PLACmáx =
Vcc
2.(RL + RL )
Vcc 2
8 RL
Para RL >> RE
2) Potência fornecida pela fonte de alimentação (PS)
T
T
1
1
PS = ∫ Vcc.iC dt
PS = ∫ Vcc.(ic ( t ) + I C )dt
T0
T0
T
PS = Vcc.I CQ +
1
Vcc.ic (t )dt o valor médio do sinal é zero, assim
T ∫0
PS = Vcc.I CQ
mas para este circuito I CQ =
PS =
3) Cálculo do rendimento ntação (PS)
P
η = LAC = 0 ,25
PS
Vcc
e para RL >> RE
2( R L + R E )
Vcc
2.R L
η = 25% rendimento máximo
4) Potência dissipada no coletor (PC)
- Junção de coletor é a que mais sofre com a dissipação de potência.
T
1
PC = ∫ vCE .iC dt
T0
1
PC = ∫ (vce (t ) + VCEQ ).(ic (t ) + I CQ )dt
T0
T
T
1
vce (t ).ic (t )dt
T ∫0
Vcc
Vcc
=
I CQ =
para RL >> RE
2.R L
2
PC = VCEQ .I CQ +
Para excursão simétrica máxima:
VCEQ
2
.R L
Vcc 2 I CP
−
4 RL
2
Se o sinal de entrada for igual a zero (ICP = 0), temos máxima dissipação no coletor.
Se o sinal de entrada for máximo
Vcc
I CP = I CQ =
2.R L
a potência dissipada no coletor será zero. Observa-se que há uma troca de potência entre o coletor do
transistor e a carga durante a excursão máxima do sinal.
Supondo
ic ( t ) = I CP cos (ωt )
PC =
___________________________________________________________________________________
EXEMPLO
Calcule a potência entregue pela fonte de alimentação [PS(dc)], potencia de saída [PL(ac)], e o
rendimento [η] para o amplificador da fig. abaixo com tensão de entrada que resulte em uma corrente
de base de 10mA de pico.
+VCC = 20V
RC
IC
RB
20Ω
1kΩ
Vo
β = 25
Vi
Fig. 14:Amplificador classe A e sua característica de saída.
Solução:
VCC − VBE 20V − 0.7V
= 19.3mA
=
RB
1kΩ
ICQ = βI B = 25( 19.3mA ) = 482.5 mA ≅ 0.48 A
IBQ =
VCEQ = VCC − ICRC = 20V − ( 0.48 A )( 20Ω ) = 10.4V
I c( sat ) =
VCC 20V
=
= 1000mA = 1 A
RC 20Ω
VCE ( cutoff ) = VCC = 20V
IC ( peak ) = β Ib ( peak ) = 25( 10 mA peak ) = 250 mA peak
η=
(250 × 10 A)
=
−3
2
RC
( 20Ω ) = 0.625W
2
2
= VCC I CQ = ( 20V )( 0.48 A ) = 9.6W
Po( ac ) =
Pi( dc )
I C2 ( peak )
Po( ac )
Pi( dc )
× 100% = 6.5%
__________________________________________________________________________________
Amplificador classe A acoplado com transformador.
Fig. 15: Amplificador classe A acoplado com
transformador
+VCC
N1:N2
RL
Z1
R1
Z2 = RL
Input
R2
RE
N 1 V1 I 2
=
=
N 2 V2 I 1
2
 N1 
Z
Z

 = 1 = 1
Z 2 RL
 N2 
N1, N2 = Número de espiras no primário e no secundário
V1, V2 = Tensão no primário e no secundário
I1, I2 = Correntes no primário e no secundário
___________________________________________________________________________________
Z1, Z2 = Impedância no primário e no secundário ( Z2 =
RL )
•
Uma importante característica do transformador é a capacidade de produzir uma força
eletromotriz contrária (counter emf).
• Quando um indutor experimenta uma variação rápida de tensão ele produz uma tensão com
polaridade contrária a tensão aplicada.
• A força eletromotriz é causada pelo campo eletromagnético que circunda o indutor.
A polarização DC de um amplificador classe A acoplado a transformador é similar a outros classe A
mas com uma exceção importante: o valor de VCEQ é projetado tão próximo quanto possível do valor
de Vcc.
A reta de carga é muito próxima de uma reta vertical indicando que VCEQ será
aproximadamente igual a Vcc para qualquer valor de IC.
A reta de carga na posição vertical é causada pela resistência DC muito baixa do primário do
transformador (curto circuito).
VCEQ = VCC – ICQ(RC + RE)
O valor de RL é ignorado na análise DC. A razão para isto é que o transformador proporciona isolação
DC entre o primário e o secundário.
IC
IC(max)
= ??
DC load line
DC load line
IC
Q-point
ac load line
IB = 0mA
IB = 0mA
~ 2VCC
~ VCEQ ~ VCC
VCE
VCE
Fig. 16: Retas de carga DC e AC do amplificador classe A acoplado com transformador.
1. Determinação da variação máxima possível em VCE
Desde que VCE não possa variar de uma quantidade maior que (VCEQ – 0V), vce = VCEQ.
2. Determinação da variação correspondente em IC
Encontre o valor de Z1 do transformador: Z1 = (N1/N2)2Z2 e ic = vce / Z1
3. Plote a reta que passe através do ponto Q e o valore de IC(max). IC(max) = ICQ + ic
4. Localise os dois pontos onde a reta de carga passe através da ligação representando os valores
máximos e mínimos de IB. Estes dois pontos são então usados para encontrar os valores máximos e
mínimos de IC e VCE
IC
IC(max)
= ??
DC load line
ic
Q-point
ICQ
vce
vin
Z1
vo
ac load line
R1//R2
IB = 0mA
~ VCEQ ~ VCC
VCE
~ 2VCC
___________________________________________________________________________________
Fig. 17: Circuito para determinação da reta de carga AC.
Há várias razões para as diferenças entre a eficiência teórica e prática para o amplificador:
1. A obtenção de η = 50% assume que VCEQ = Vcc. Na prática, VCEQ será sempre um
valor menor que Vcc .
2. Perdas no transformador que não foram computadas.
2. Uma das vantagens primárias de usar acoplamento a transformador no classe A é o amento na
eficiência sobre o amplificador com acoplamento capacitivo.
3. Outra vantagem é o fato de que o amplificador com acoplamento a transformador é facilmente
convertido em um tipo de amplificador que é usado extensivamente em comunicações amplificador sintonizado.
4. Um amplificador sintonizado é um circuito que é projetado para ter um ganho de potência em
uma faixa específica de freqüência.
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Outras formas do amplificador classe A
1- Amplificador polarizado com fonte de corrente.
(Sedra)
Fig. 18: Amplificador classe A polarizado com fonte de corrente.
Transistor Q1 responsável pela condução do sinal e Q2, agindo como fonte de corrente, polariza Q1.
A Fig. abaixo mostra o diagrama de uma etapa de saída (estágio complementar), a qual
constitui a célula básica de amplificadores Classes A, B e AB. (Sidnei Noceti )
Fig. 19: (a) Etapa de saída de amplificadores Classes A, B e AB.
(b) Correntes nos coletores dos transistores Q1 e Q2 e na carga.
A potência média total fornecida pelas duas fontes ( VCC1 e
VCC 2 )
de alimentação é:
PS = PS + + PS − = 2 ⋅ VCC ⋅ I Q
___________________________________________________________________________________
onde a corrente de polarização IQ é dada por: I Q = I Cpico + I man e I man (corrente de manutenção)
é a corrente necessária para garantir que o transistor sempre opere na região ativa direta para as
condições extremas de excursão do sinal. Como I L max
= 2.I Cpico
I CQ =
I L max
+ I man
2
Para que os transistores nunca entrem em saturação é necessário que:
VCC = V L max + VCEsat
 I L max

+ I man  .
então, PS = 2 ⋅ (VL max + VCEsat ) ⋅ 
 2

é dada por PL = VL / (2 ⋅ RL ) , sendo VL a tensão de pico na
carga. Definindo-se o fator γ como γ = I man / I L max e considerando que I L max = VL max / RL , podese obter o rendimento η = PL / PS , por:
A potência média na carga,
2
PL ,
1  V
η = ⋅  L
2  VL max
2

1
1
 ⋅
⋅
.
 1 + (VCEsat / VL max ) 1 + 2γ
A equação (3) nos mostra que o rendimento teórico máximo para operação em Classe A é 50%,
isto considerando VCEsat = 0 , I man = 0 e VL = VL max . Considerando que esta situação ideal não
acontece na prática e que não consideramos o consumo do circuito de polarização, o rendimento
sempre será < 50%.
Fig. 20: Rendimento do classe A.
___________________________________________________________________________________
Amplificador classe B
Utiliza um par complementar (push-pull).
Corrente de polarização igual a zero.
Funcionamento – ver função de transferência abaixo .
Dois seguidores de emissor.
(a)
(b)
(c)
Fig. 21: (a) Amplificador classe B, (b) característica de transferência, (c) sinal de saída do classe B.
Fig. 22: Sinais entrada e saída de um amplificador classe B
Para a Classe B tem-se que a potência média total fornecida pelas duas fontes ( VCC 1 e VCC 2 ) de
alimentação é:
PS = PS + + PS − = 2 ⋅ VCC I S
___________________________________________________________________________________
onde I S , é a corrente média em
Q1 ,
que conduz apenas um semi-ciclo por período.
VCC ≅ VL max
VCC = V L max + VCEsat .
No caso de Classe B, deve-se considerar V BIAS = 0 . Como I S = I L / π e I L = VL / RL , pode-se
mostrar que:
PS = 2 ⋅ VL max ⋅
Sabendo-se que η = PL / PS , obtém-se:
η=
π
IL
π
.
VL
1
⋅
.
4 VL max 1 + ( VCEsat / VL max )
⋅
A equação nos mostra que o rendimento teórico máximo para operação em Classe B é 78,5%, isto
considerando
VCEsat = 0 e VL = VLmax .
Fig. 23: Rendimento do amplificador classe B
Potência dissipada
- A dissipação no estado quiescente é zero
- Quando um sinal for aplicado a potência média dissipada no estágio classe B será:
PC = PS − PL
PC =
2.VCC .VL VL2
−
π .RL
2.RL
- Pela simetria, metade da potência é dissipada em QN e metade em QP. Logo QN e QP devem
dissiar PC/2 (W). Derivando a equação de PC em função de VL e igualando a zero
∂PD
=0
∂VL
2.V
VL PCmáx = CC
π
Substituindo este valor na equação de de PC
PCmáx
2
2.VCC
= 2
π .RL
PCmáx _ N
2
VCC
= 2
π .RL
___________________________________________________________________________________
___________________________________________________________________________________
Amplificador classe AB
PS = PS + + PS − = 2 ⋅ VCC ⋅ I S (θ Q )
Para a Classe AB,
IC
é a corrente média
I S (θQ ) ,
função da corrente de polarização,
IQ ,
e da
corrente fornecida à carga, iL .
No caso de Classe AB, deve-se considerar VBIAS maior do que zero, porém menor do que a
necessária tensão para operação em Classe A (Fig. 1). Na Fig. 3, estão representadas as correntes de
polarização, I Q , e a fornecida à carga, iL , e as correntes nos coletores, iC1 e iC 2 , função do ângulo θ .
Baseando-se nesta figura, a corrente média
1
I S (θ Q ) =
2π
1
+
2π
θQ
I S (θ Q )
é dada por:
I
1


 I Q + L senθ dθ +
2
2π


∫
0
π + θQ
∫
π − θQ
π − θQ
∫ (I L senθ)dθ +
θQ
I
1


 I Q + L senθ dθ +
2
2π


2π
∫
2π − θQ
I


 I Q + L senθ dθ
2


Resolvendo a equação acima obtem-se:
I S (θ Q ) = I Q ⋅ θ Q ⋅
2 IL
+
⋅ cos θQ ,
π π
Fig. 24 - Correntes nos coletores dos transistores e na carga.
onde
I Q < I L max 2
e
θQ
é o ângulo de transição entre a operação em Classe A e Classe AB. Esse ângulo
pode ser expresso em função dos parâmetros de projeto como é mostrado a seguir. Com base na Fig.
24, pode-se obter
I Q = ( I L max / 2) ⋅ sen θQ
Substituindo essa última expressão na expressão de
I S (θ Q ) ,
obtem-se
I S (θ Q ) em
função apenas de
θQ
e
IL .
I S (θ Q ) =
Para
θ Q = 0 , I S (θQ ) = I L π ,
I L max
I
⋅ θQ ⋅ sen θQ + L ⋅ cos θQ .
π
π
opera-se em Classe B. Para θ Q = π 2 , I S (θ Q ) = I L max 2 , opera-se
em Classe A (com I man = 0 ). Caso 0 < θQ < π / 2 , tem-se a polarização Classe AB. Assim, pode-se
mostrar que:
___________________________________________________________________________________
PS =
2VL max
πRL
(
 V
⋅ 1 + CEsat
 VL max
)

 ⋅ VL max θQ sen θQ + VL cos θQ ,

e o rendimento ( η = PL / PS ):
VL
η=
π VL
⋅
⋅
4 VL max
VL max
1
⋅
.
VCEsat
V
θQ ⋅ sen θQ + L ⋅ cos θQ
1+
VL max
VL max
A Fig. 25 mostra, para VCEsat = 0 , o rendimento em função da potência de saída, parametrizada
pelo o fator λ , dado por λ = 2 ⋅ I Q / I L max . Com isso, obtém-se a transição entre a Classe B ( I Q = 0 ) e
a Classe A ( I Q = I L max / 2 ), para I man = 0 .
100
λ=0,00
90
(Classe B)
80
λ=0,10
Rendimento - %
70
λ=0,30
60
λ=0,50
50
40
λ=1,00
30
(Classe A)
20
10
0
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
1
PL/PLmax
Fig. 25 - Rendimentos dos amplificadores Classe AB.
Na prática, o dimensionamento de uma etapa de potência é comumente realizado considerandose apenas carga resistiva; é atribuída uma margem de segurança e testa-se o circuito. Desta forma, não
há qualquer garantia de que a etapa de potência seja bem dimensionada, podendo tornar o projeto
tecnicamente ou comercialmente inviável.
resultados.
Conclusões
Amplificadores de áudio são dispositivos utilizados nos mais diferentes e diversos tipos de
aplicações. Dimensioná-los é uma tarefa árdua devido às diversas variáveis envolvidas no projeto:
condições climáticas (umidade, temperatura, etc.), tipos de aplicações (instalações fixas, móveis, etc.),
tipos transistores (diferentes propriedades, tolerância nas características elétricas, etc.) e,
principalmente, as estruturas de caixas acústicas utilizadas.
A importância de se considerar cargas reativas, e não apenas cargas resistivas, pelo fato de as
potências dissipadas para cargas reativas (caso real) poderem atingir valores bem maiores do que as
potências dissipadas para cargas resistivas estão apresentadas na referência [1].
Fig. 26: Rendimento no amplificador classe AB.
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3.5.2 – PROCESSOS DE
REMOÇÃO DO CALOR
• Condução Térmica: desde a junção até o invólucro (junção tem normalmente contato direto com a
base de montagem em semicondutores de potência).
• Convecção: transmissão de calor para o ar que adquire movimento ascendente nas vizinhanças do
invólucro.
• Radiação: propagação de energia térmica, calor. Depende da emissividade do corpo (por exemplo,
alumínio brilhante ou alumínio opaco.
3.5.3 – CIRCUITOS TÉRMICOS
Tj
P : potência dissipada [W]
θ T : resistência térmica total [ o C/W]
T j : temperatura da junção [ oC]
T : temperatura ambiente [ oC]
θT
P
A
TA
Relativamente ao circuito mostrado na Fig, acima pode-se escrever a Lei de Ohm Térmica
T j − T A = Pθ T
Como existe uma temperatura máxima para as junções dos semicondutores, isto é, T j ≤ T j max
( T j max é cerca de 200oC para o silício) então,
θT ≤
T j max − T A
P
Essa equação permite calcular a mínima resistência térmica que deve existir entre a junção (ou
onde está sendo gerado o calor) e o ambiente.
A resistência térmica total θT é obtida da associação de várias resistências térmicas como pode
ser visto na Fig. abaixo.
θjC
J
θCS
C
S
J: junção
C: invólucro (case)
S: dissipador (sink)
A: ambiente
θSA
θC A
A
A
θT = θ jC + θ CA //(θ CS + θ SA )
3.5.4 – DETERMINAÇÃO DAS RESISTÊNCIAS TÉRMICAS
A) RESISTÊNCIA TÉRMICA ENTRE A JUNÇÃO E O INVÓLUCRO θ jC
Esta resistência o fabricante do semicondutor fornece ou dá condições para o seu cálculo.
Pmax[W]
2N6330
250
TC - Temperatura do invólucro em [
o
C]
225
200
J
θjC
C
175
150
A
θJ C ≤ 0,875 0 C/W
125
TC ≡ T A eqüivale a se ter um dissipador infinito
100
75
T j − TC = θjC P
50
25
0
0
25
50
0
75 100 125 150 175 200 TC ( C)
___________________________________________________________________________________
200 − 25 = θjC 200 ⇒ θjC =
175 0
C / W ⇒ θjC = 0,875 0 C / W
200
B) RESISTÊNCIA TÉRMICA ENTRE O INVÓLUCRO E O AMBIENTE θCA
Esta resistência o fabricante do semicondutor fornece ou dá condições de se calcular.
Pmax[W]
2N6330
6
Sem o ramo que inclui θCS e θ SA ,corresponde a
usar o transistor sem dissipador
5
J
θJC
C
4
θC A
θ jA ≤ 35 0C/W
3
A
2
T j − TA = θJA P
1
θ JA = θJC + θ CA
0
0
200 − 25 = θJ A 5 ⇒ θJA =
175
5
o
25 50
0
75 100 125 150 175 200 TA ( C)
∴ θ CA = θJA − θ JC
C/W ⇒ θJ A = 35 o C/W
θ CA = θ JA − θ JC = 34,125o C / W
C) RESISTÊNCIA TÉRMICA ENTRE O INVÓLUCRO E O DISSIPADOR θCS
O valor desta resistência depende do uso ou não de pasta térmica e também do uso ou não de
isolante elétrico. Seu valor pode ser obtido da tabela abaixo.
TABELA 1 - Valor de θ CS [ 0 C/W ]
Isolante Térmico
A Seco
Nenhum
Mica 30 um
Mica 50 um
Mica 100 um
Alumínio
anodizado
Mica e arruela de
chumbo a 1 mm
0,20
0,80
1,25
1,50
0,40
Untado com
graxa de
silicone
0,10
0,40
0,85
1,10
0,35
0,50
-------
D) RESISTÊNCIA TÉRMICA ENTRE O DISSIPADOR E O AMBIENTE θ SA .
Após a determinação do θ SA desejado, devemos saber determinar o dissipador cujo tamanho
dependerá, entre outras coisas, do valor de θ SA .
θT = θ JC + θCA //(θCS + θ SA )
θT = θ JC +
θ CA (θ CS + θ SA )
θ CA + θ CS + θ SA
(θT − θ JC )(θ CA + θ CS + θ SA ) = θ CA (θ CS + θ SA ) (θT − θ JC )(θ CA + θ CS ) + (θT − θ JC )θ SA = θ CA θ CS + θ CA θ SA
θ SA =
(θ T − θ JC )(θ CA + θ CS ) − θ CA θ CS
θ CA − θT + θ jC
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Exemplo:
a) Calcular a resistência térmica que deve ter um dissipador para o transistor 2N6330 sabendo que a
potência que ele deve dissipar é P = 6,958W , T j max = 200 0C e temperatura ambiente de 50oC. Adote
θCS = 1,5 0 C/W .
R: O transistor 2N6330 possui θ CA = θ JA − θ JC = 34,125 o C / W
θT ≤
T j max − T A
P
θT ≤
200 − 50
= 21,558 oC / W
6,958
θ SA = 51,007 0 C/W
E) DETERMINAÇÃO DE DISSIPADORES
Uma vez calculada θ SA , determina-se dissipador através de uma das 3 formas mostradas a seguir:
• Tabelas (normalmente para poucos casos)
• Manual dos fabricantes de dissipador
• Equação empírica
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PROTEÇÃO CONTRA CURTO CIRCUITO E INTERRUPÇÃO TÉRMICA
A figura abaixo mostra um estágio classe AB equipado com proteção contra os efeitos de curto circuito
na saída enquanto o estágio é alimentado por corrente.
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Fig. 23: Estágio de saída classe AB com proteção de curto
circuito. O circuito de proteção mostrado opera em eventos de curto circuito na saída enquanto vo é
positivo.
Em adição a proteção térmica a maioria dos amplificadores de potência em IC´s são equipados com
um circuito que interrompe o funcionamento se é excedida uma temperatura de segurança.
Fig. 24: Circuito de interrupção térmica.
Amplificadores Comerciais
• TPA 3001
• STK405-090
• TDA1510
• LM386
• TPA1517NE
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