Capítulo III Dispositivos Activos Discretos e

Capítulo III Dispositivos Activos Discretos e Instrumentos
de Medida ac
ÍNDICE
3.1 DISPOSITIVOS ACTIVOS .....................................................................................2
3.1.1 DÍODOS....................................................................................................................................................................... 2
a) Rectificador de meia onda......................................................................................................................................... 4
b) Rectificador de onda completa.................................................................................................................................. 7
c) Díodo Zener................................................................................................................................................................ 9
d) Díodo de efeito de túnel........................................................................................................................................... 10
e) Díodo posterior “Back diode” ................................................................................................................................ 11
f) Varactor .................................................................................................................................................................... 11
3.1.2 TRANSÍSTORES ......................................................................................................................................................... 12
3.1.3
Transístores bipolares ................................................................................................................................. 12
a) Modo de funcionamento do BJT ..........................................................................................................................................13
b) Configurações de BJT e seu funcionamento .......................................................................................................................16
c) Utilização do BJT como amplificador..................................................................................................................................17
d) Circuito inversor simples em BJT........................................................................................................................................20
e) Circuito inversor DTL ...........................................................................................................................................................21
f) Circuito inversor TTL............................................................................................................................................................22
l) Portas lógicas ...........................................................................................................................................................................22
3.1.4 DIAC ........................................................................................................................................................................ 22
3.1.5 RECTIFICADOR CONTROLADO DE SILÍCIO “SILICON CONTROLLED RECTIFIER-SCR” ............................................ 23
3.1.6 TRIAC ....................................................................................................................................................................... 24
3.1.7 O DÍODO PIN ........................................................................................................................................................... 25
3.2 TRANSÍSTORES UNIPOLARES ............................................................................25
3.2.1 O dispositivo J-FET ............................................................................................................................................ 26
3.2.2 O dispositivo MOSFET ....................................................................................................................................... 28
3.2.3 comparação entre um UJT e um BJT ................................................................................................................. 30
3.2.4 SIMBOLOGIA DE COMPONENTES ACTIVOS ................................................................................................................ 31
3.3 MODO DE ANÁLISE DE CIRCUITOS TRANSISTORIZADOS....................................33
3.3.1 MODELO INCREMENTAL DE ANÁLISE DOS FET......................................................................................... 34
3.4 MEDIDORES DE CORRENTE ALTERNA .................................................................34
3.4.1 O medidor d’Arsonval......................................................................................................................................... 34
a) Condições de medida ac do medidor d’Arsonval ...............................................................................................................34
3.4.2 Electrodinamómetro como voltímetro e amperímetro ....................................................................................... 37
3.4.3 Electrodinamómetro como Wattimetro .............................................................................................................. 38
a) Erros associados ao Wattimetro...........................................................................................................................................39
b) Efeitos de carga em Wattimetro...........................................................................................................................................40
3.4.4 Medidor de palhetas de ferro.............................................................................................................................. 40
3.4.5 Medidores de filamento aquecido e de termopar............................................................................................... 40
3.4.6 Medidores de sinais de microondas ................................................................................................................... 42
3.4.7 Medidor detector de envolvente.......................................................................................................................... 43
3.5 EXERCÍCIOS TEÓRICOS E PRÁTICOS, PARA RESOLVER ......................................44
A) EXERCÍCIOS TEÓRICOS ......................................................................................44
B) EXERCÍCIOS PRÁTICOS.......................................................................................45
SITES A CONSULTAR ...............................................................................................45
III/1
3.1 Dispositivos Activos
Os dispositivos activos são aqueles que interferem no modo de circulação de cargas eléctricas,
de tal forma que a relação entre a corrente e a tensão resultante aos seus terminais não segue
a lei de Ohm. Esta relação não linear deve-se ao facto do dispositivo interferir na forma do
sinal eléctrico, podendo modificá-la. Esta capacidade designa-se de efeito de rectificação e é
traduzida por uma relação exponencial entre a corrente e a tensão, que é altamente
dependente do valor do sinal da tensão utilizada. A equação típica da corrente em função da
tensão é a que se segue,
I = I 0e
(
−VT ±V
β K BT / q
)
(3.01)
onde I0 é a corrente de saturação (o menor valor de corrente que passa no circuito, pelo facto
de este não se comportar como um circuito aberto, quando polarizado inversamente); VT
designa-se de tensão limiar e corresponde à tensão mínima necessária aplicar ao dispositivo
para que este permita a circulação livre de cargas eléctricas; V é a tensão aplicada, em que o
sinal positivo significa que estamos a polarizar o dispositivo no sentido a que este deixe passar
o fluxo de cargas eléctricas (polarização directa) e o sinal negativo significa que estamos a
dificultar a passagem de cargas eléctricas (polarização inversa); β designa-se factor de
qualidade e tem um valor entre 1 e 2; KBT/q é o potencial equivalente gerado pela
temperatura T.
3.1.1 Díodos
Por díodo entende-se um dispositivo com dois terminais acessíveis, respectivamente
designados de ânodo (polo positivo) e cátodo (pólo negativo).
. Neste caso, o sentido
da seta indica o sentido correcto da circulação de cargas (polarização directa), em que o
cátodo corresponde à ponta da seta e o ânodo ao outro extremo. Isto é, o díodo pode ser
considerado como um dispositivo em que em polarização directa e a cima de uma dada tensão
se comporta como se tivesse associada uma resistência de baixo valor /resistência série, RS, e,
quando polarizado inversamente, é como se tivesse associado em paralelo com os seus
terminais uma resistência de valor muitíssimo elevado, RP.
Neste caso concreto, se tivermos um sinal alterno sinusoidal, de valor médio nulo, o que
constatamos é que nos semi períodos positivos, o díodo “deixa” passar o sinal, enquanto que
para os semi períodos negativos, tal não acontece. Isto é, o díodo comporta-se como um
interruptor que, em determinadas condições está “aberto” e noutras “fechado” (I0 tem, neste
caso o mesmo significado do que uma corrente de fuga). Este tipo de comportamento designase de rectificante, sendo utilizado para transformar sinais de corrente alterna (ac) em sinais de
corrente contínua (dc), cujo valor médio já não é zero.
III/2
Junção díodo polarizada directamente
Junção díodo polarizada inversamente
Como se indica nos esquemas acima, a polarização directa faz com que se “acumulem cargas
livres” próximo da região da junção, onde existem impurezas ionizadas (cargas fixas), de sinal
contrário aos portadores livres, de cada uma das regiões (no material tipo n, existem electrões
e impurezas doadoras ionizadas positivamente, enquanto que no lado p, existem buracos livres
e impurezas aceitadoras ionizadas negativamente). Tal faz com que a região associada à
presença de cargas fixas (tal como um condensador) vá diminuindo. Esta região designa-se de
carga espacial e a sua diminuição está também associada à diminuição da altura da barreira
de potencial.
Por outro lado, quando se polariza inversamente, a extensão da região de carga espacial
aumenta, o mesmo acontecendo á altura da barreira de potencial (é mais difícil a condução,
neste caso).
O díodo, para além de se comportar como uma
chave de comutação tem a propriedade adicional
direccional. Na figura ao lado mostramos o
comportamento
de
uma
curva
característica
ideal de um díodo em que RS=0 e RP=∞.
Contudo,
em
termos
reais,
as
condições
anteriores não se verificam, uma vez que se
sabe que VT≠0 (vale 0,3 V para os díodos de
Germânio e 0,7 V, para os díodos de Silício).
Para além disso, o isolamento da junção não é
exemplo do funcionamento ideal de um
díodo, como chave de comutação.
perfeito, pelo que existe uma corrente de fuga
associado a um valor não infinito de RP.
Assim, ao polarizar-se inversamente o díodo este deixa passar uma pequena corrente de fuga
(próxima de I0) até se alcançara tensão de rotura, tensão a partir da qual se pode fazer com
que o díodo se degrade, de uma forma irreversível (aumento brusco de corrente, associado a
um processo de avalanche ou tentativa de deslocamento das impurezas ionizadas (neste caso,
existe um hiper aquecimento do dispositivo que leva à destruição do mesmo).
III/3
A corrente máxima que o díodo é capaz de suportar depende do seu tamanho (área activa),
material de que é constituído e o tipo de empacotamento utilizado (a existência ou não de
dissipadores de calor, etc.).
A
velocidade
de
comutação
do
díodo
depende
também do modo como foi produzido e processado.
Em geral, quanto menor o “chip” (dimensão da
bolacha de semicondutor onde este é processado,
sem encapsulamento ou embalagens) maior é a
velocidade de comutação. Normalmente a geometria
do “chip”, os níveis de dopagem utilizados no fabrico
da junção pn e a temperatura a que o processo se
realizou, são os factores determinantes da velocidade
de comutação do díodo. O tempo de recuperação é
normalmente um parâmetro limitativo e corresponde
ao intervalo de tempo que medeia, quando se
Curva I-V característica de um díodo
comuta o díodo de ligado (on) para desligado (off).
As especificações mínimas de um díodo são:
1. Tensão máxima inversa que suporta;
2. Corrente máxima directa (rated forward current);
3. Queda de tensão máxima aos seus terminais, em polarização directa;
4. Corrente de fuga máxima;
5. Tipo de empacotamento;
6. Tempo máximo de recuperação.
a) Rectificador de meia onda
No caso de termos só um díodo, significa que se aplicarmos ao ânodo um sinal eléctrico
sinusoidal, no sinal de saída (cátodo) aparece só as semi arcadas positivas da função seno.
Neste caso diz-se que houve rectificação de meia onda (ver problema 3.1). Para este caso o
valor médio é dado por:
III/4
1
2π
VLm =
−π / 2
∫ (V
π
L
cos ωtd (ωwt ) =
VL
/2
(3.02a)
π
O valor eficaz, de acordo com a equação 01.14, será dado por:
T
Vrms =
1
v( t ) 2 dt
∫
T0
(3.02b)
Para funções sinusoidais, de meia onda tem-se que:
1/ 2
Vrms
⎡V p π
⎤
= ⎢ ∫ sin 2 (ωt )d (ωt )⎥
⎢⎣ π
⎥⎦
Vrms
⎡V π
⎤
= ⎢ P ∫ (1 − cos 2ωtd (ωt ))⎥
⎣⎢ 2π
⎦⎥
=
(3.02c)
1/ 2
=
VP
21 / 2
(3.02d)
⇒ Vrms=Vp/21/2
No caso de funções não sinusoidais, tais como funções triangulares do tipo:
v(t)
A
T
(t)
o valor eficaz é dado por:
Vrms
⎡ A2 p π x 2
⎤
=⎢
d
(
ω
t
)
⎥
∫ 2
⎣⎢ T T
⎦⎥
1/ 2
=
A
3
(3.03)
Problema 3.1 Considere o circuito da figura
que se segue, rectificador de meia onda.
Sabendo que a tensão da fonte v=Vmcos(ωt),
com Vm=10 V, determine e esboce a forma de
vD
r
iD
R
v
onda de tensão na carga e o valor médio da
tensão, sabendo que R=9 Ω e r=1Ω.
A lei de Kirchoff das tensões aplicada ao circuito anterior conduz-nos a:
iD =
v = i D r + v D + RiD ou
v − vD
.
r+R
III/5
Esta equação contém duas incógnitas (iD e vD), que por sua vez se encontram relacionadas
entre si pela característica i-v do díodo. Assim, temos que por análise dessa característica, só
pode haver no circuito corrente positiva. Tal requer que v>vD. No entanto, quando o díodo
conduz, aos seus terminais vD≈0, pelo que só há corrente positiva a circular no circuito quando
v>0. Quando v é negativo, o díodo não conduz, pelo que iD=0. Tendo em conta estas
condições, concluímos que:
Vm
, quando v>0
r+R
iD =
iD=0, quando v<0.
Nestas condições, a tensão na carga R é dada por vL=RiD, isto é:
v
T
T/2
ωt
onde a tracejado se representa a tensão na fonte e a cheio a tensão na carga.
O valor médio da tensão na carga obtém-se tendo em conta o integral desta função ao longo
de um período, obtendo-se:
VLm =
1
2π
−π / 2
∫ (V
π
L
cos ωtd (ωwt ) =
/2
VL
π
= 2,86 [V]
Se expandirmos agora vL em série de Fourier, constatamos que:
v L (t ) = V Lm (
2
2
1
+ cos ωt +
cos 2ωt −
cos 4ωt + ...
π 2
3π
15π
1
onde se mostra claramente que o efeito do díodo foi gerar não apenas o termo de corrente
contínua e um outro com a mesma frequência da fonte (frequência fundamental), mas
também outros termos com frequências múltiplas da fundamental, que não estavam presentes
na tensão da fonte.
Como a finalidade deste circuito é o de produzir uma tensão continua, tal consegue-se
utilizando-se um filtro passivo constituído por um circuito RC tal como se indica:
tal que R’>>R afim de que o efeito de carga seja
desprezável.
AC
C
R
Assim,
se
o
produto
RC=100/ω,
a
amplitude V da tensão de saída na frequência nω
será V
=
VLn
1 + (nωRC ) 2
≈
VLn
, quando n≥1 e VLn é a
100n
amplitude da tensão na carga, na frequência nω.
III/6
Por exemplo, para n=2, tem-se que V Lm 2 = V Lm
1
. Isto é, o sinal de saída é constituído neste
200
caso por uma componente de tensão de corrente continua a que se sobrepõe uma pequena
tensão de ondulação vr, altamente atenuada:
v r = V Lm (
1
1
sin ωt +
sin 2ωt − ...
200
300π
A relação entre o valor eficaz de ondulação e a tensão de corrente continua serve para medir a
eficiência do filtro em separar a componente contínua das harmónicas que se sobrepõem ao
sinal. No caso do filtro RC tem-se:
(v r ) ef
⎧ 1
=⎨
⎩ 2π
1/ 2
2π
⎫
∫0 [vr (ωt )] d (ωt )⎬⎭
2
=
VLm
2
V
1
1
+
+ ... ≈ Lm
2
2
280
200
(300π )
Problema 3.2. Considere o circuito
rectificador que a seguir se mostra.
Sabendo que o valor da tensão
eficaz aos terminais do secundário é
de 115 V, determine:
a) O Valor de pico da tensão;
b) O valor médio.
Resolução
Se
tivermos
em
conta
que
VP=1,414Vrms, obtemos VP=162,6 V.
Por
outro
lado,
como
VM=VP/π,
obtemos para valor médio o valor de
51,78 V.
b) Rectificador de onda completa
Neste caso pretende-se garantir que as meias ondas que não “aparecem” à saída, no caso
anterior, passem a fazê-lo. Para isso, tudo se passa como se tivéssemos de inverter o sinal das
meias ondas, que foram bloqueadas. Uma das formas de se conseguir tal consiste na utilização
do dois díodos ligados aos terminais da saída de um transformador em que a massa
corresponde ao ponto médio da bobina do enrolamento do secundário (ver problema 3.2) e
que se interligam entre si (nódulo) ou estão ligados aos terminais de uma carga flutuante
(nenhum dos seus terminais está ligado à massa). Nestas condições, o resultado do sinal de
saída corresponde á soma de um sinal eléctrico sinusoidal normal com um outro invertido, pelo
III/7
que a soma corresponde a termos um sinal constituído por meias ondas, todas positivas.
Tal como anteriormente, se tivermos em conta que o sinal sinusoidal é composto por sinais
com diferentes frequências e que o sinal dominante é o da frequência fundamental, ω, então
isto quer dizer que como sinal de saída tem um período que é metade do sinal de entrada (o
sinal repete-se de T/2 em T/2), isto significa que a frequência angular dobrou.
O funcionamento qualitativo pode ser explicado eliminando o transformador e considerando o
circuito como constituído por duas fontes de tensão ligadas em série, com o terminal de
referência (massa), situado entre elas. Assim, quando vI>0, D1 comporta-se como um curtocircuito e D2 como um circuito aberto. Quando vI é negativo, a situação inverte-se. Em
qualquer caso, a corrente na carga RL encontra-se orientada no mesmo sentido. Como a cada
semi- ciclo um dos díodos está em um curto-circuito, pode-se escrever que vL=|vi|.
Se aplicarmos a este caso a equação 3.02 obtém-se para o valor médio a igualdade:
VM= 2VL/π
(3.04a)
Isto é, o dobro do valor obtido para o caso da rectificação de meia onda.
O mesmo acontece para o valor eficaz (ver equação 03.02b), que agora é dada por
Vrms=0,707×Vp
Problema 3.3- Considere o circuito que a seguir se mostra. Determine a expressão da tensão
na carga (vL) e determine qual a relação entre o valor eficaz do sinal ondulatório que chega à
carga (vr) e a componente continua (VLm).
O rectificador de onda completa fornece uma
iD
tensão à carga cuja componente dc é 2.VLm/π, o
dobro do valor obtido com o rectificador de meia
D1
RL
v
vL
D2
onda do problema 3.1..
1:1
v
vL
vi
t
|
t
Se vL for filtrada como no problema anterior, usando ωRC=100, obtém-se:
vr =
4VLm 1
1
senωt −
sen4ωt + ...) , cujo valor eficaz é:
(
3π 200
2000
v ref ≈
VLm
, pelo que a relação entre a componente ondulatória e a componente de corrente
210π
continua é:
v ref
VLcc
≈ 0,0024
III/8
Tipicamente, na rectificação de onda completa recorre-se a
circuitos, designados por pontes rectificadoras, constituídas
por 4 díodos associados da forma como se mostra e, onde o
sinal sinusoidal é aplicado aos terminais com o símbolo ~ e a
saída da ponte se faz pelos terminais com o símbolo + e –
(polaridade), tal como se mostra na figura ao lado.
Problema 3.4- Suponha um dado circuito constituído por uma ponte rectificadora de onda
completa ligada em série com uma resistência RL e a uma fonte de tensão vI=Vmcosωt, onde
Vm=10 V e a resistência interna da fonte é de 50 Ω. Determine o valor médio da corrente e
tensão na carga.
c) Díodo Zener
Se submetermos um díodo a uma tensão inversa elevada, rapidamente se atinge o ponto de
rotura por avalanche (electrões de valência, que se tornam livres sob a acção do campo
eléctrico intenso a que são sujeitos, são suficientemente acelerados de modo que ao chocarem
com outros os libertam, dando rapidamente lugar ao processo de avalanche), passando este a
deixar passar corrente na direcção inversa. Quando este processo de avalanche acontece,
pequenas variações de tensão podem originar grandes variações de corrente.
O processo de rotura depende da intensidade do campo eléctrico
aplicado, pelo que ao variar-se a espessura da camada à qual a
tensão é aplicada, podem-se formar díodos Zener, cujas tensões
de rotura vão desde cerca de 4 Volts a várias centenas de Volts.
símbolo do díodo Zener
Isto é, o díodo Zener opera em polarização inversa e permite manter/fixar a tensão num dado
ponto (designada de tensão de referência), independentemente da corrente que o atravessa
(obviamente limitada por parâmetros de construção do dispositivo, onde, por exemplo, o
tamanho da sua secção transversal é muito importante, quando o díodo Zener é utilizado para
estabilizar fontes de corrente de elevada amperagem).
Se verificarmos a curva I-V do díodo Zener
constatamos que à medida que a tensão
inversa aumenta a corrente de fuga se
mantém essencialmente constante, até se
atingir o ponto de rotura Zener (VZ), ponto
a
partir
do
qual
a
corrente
aumenta
drasticamente. A diferença essencial dos
outros díodos é que o díodo Zener funciona
só a esta tensão, pelo que o seu grande
campo
de
aplicação
é
em
circuitos
reguladores/ estabilizadores de tensão. Os
parâmetros básicos do Zener são:
Curva I-V característica de um díodo Zener
(a) Tensão de funcionamento;
III/9
(b) Tolerância da tensão específica de funcionamento. As tolerâncias mais típicas são de
±5% e ±10%. Neste caso, deve ser também indicada a corrente de teste (IZ), com a
tensão e tolerância;
(c) A potência que é capaz de suportar. Valores típicos são ¼ W, 1W, 2W, 5W, 10W e 50 W.
Problema 3.5- Suponha que tem uma dada fonte de tensão não estabilizada de 20-25 V.
Supondo que pretende aplicar aos terminais de uma dada resistência de carga RL uma tensão
fixa de 20 V, determine o valor de Ra a utilizar no circuito regulador, de forma a que a
corrente no circuito não ultrapasse o 1A.
Exemplo de aplicação do díodo Zener em dispositivos reguladores/estabilizadores de tensão.
Problema 3.6 Considere a montagem que se indica.
Sabendo que a tensão aos terminais de R2 é de 10 V e que
R1=100 Ω e R2=500 Ω, determine o valor da queda de tensão
R1
em R1 justificando-o.
DZ
R2
d) Díodo de efeito de túnel
Um
díodo
de
túnel
é
um
dispositivo
de
estado
sólido
caracterizado por possuir uma região de resistência negativa
(quer dizer que não dissipa energia), que faz com que este tenha
uma elevada velocidade de comutação, tipicamente na faixa dos
5 GHz.
símbolo do díodo de túnel
O funcionamento do díodo de túnel é gerido pelos princípios físicos da mecânica quântica (é
mais fácil aos portadores “atravessarem” uma barreira do que “saltarem” através dela).
As curvas I-V típicas do díodo de túnel são as que se indicam nos gráficos que se seguem.
Np gráfico da direita assinala-se a região de resistência negativa (entre os pontos A e B), a
mais importante deste dispositivo activo. Nesta região, à medida que a tensão aumenta, a
corrente diminui, acontecendo precisamente o oposto do que acontece nos díodos normais. As
especificações mais importantes para este dispositivo são:
(a) A tensão de pico (Vp);
(b) A corrente de pico (Ip);
III/10
(c) A tensão (Vv) e a corrente no vale (Iv)
Curva I-V característica do um díodo de
túnel.
Esquemático representando o processo de
transporte de cargas entre vales da banda de
condução do semicondutor.
e) Díodo posterior “Back diode”
O díodo posterior é um díodo de túnel com
supressão de Ip, pelo que a sua curva
característica se aproxima da de um díodo
convencional, tal como se mostra no gráfico
ao lado.
Nestes dispositivos a tensão inversa de
rotura é muito pequena (tipicamente da
ordem dos 200 mV). Contudo são capazes
de suportar correntes muitíssimo elevadas,
quando polarizados inversamente (tal como
o díodo túnel), o mesmo não acontecendo quando polarizado directamente. O que torna este
díodo atractivo é o facto dele poder funcionar entre os limites de funcionamento de um díodo
convencional e de um de efeito túnel. A condução em polarização directa 8BD (banda de
condução) de Ge], tipicamente acontece para tensões superiores a 300 mV, requerendo-se um
varrimento de tensão de só 500 mV.
f) Varactor
O varactor é um díodo de junção pn a funcionar no modo de polarização
inversa e tem uma estrutura tal que a capacidade do díodo varia com a
tensão inversa. Isto é, é um dispositivo de capacidade controlada por
tensão. A maior aplicação é em dispositivos de sintonia (exemplo, rádio,
etc.). Os valores típicos desta capacidade vão desde dezenas a centenas
símbolo do varactor
de Pico farads. De notar que neste caso a capacidade não varia linearmente com a tensão
aplicada.
III/11
Gráfico mostrando a forma de variação não linear da capacidade com a tensão, num varactor
3.1.2 Transístores
Por transístores designamos dispositivos activos de 3 terminais, que para além de modificar o
sinal de entrada, podem alterá-lo, ampliando-o ou atenuando-o. Contudo deve-se ter em
atenção que a atenuação ou amplificação se faz sobre os sinais de corrente ou tensão
aplicados e não sobre a energia em jogo. Isto é, o dispositivo não amplifica a energia que lhe
é fornecida. Esta mantém-se constante. Portanto, se a corrente é amplificada, a tensão é
atenuada e vice-versa, de modo a que o produto destas duas quantidades se mantenha
constante. O nome transístor advém do facto de existir uma transresistência entre o terminal
de entrada e saída, activa, que é modificada, de acordo com a polarização do dispositivo e o
sinal aplicado à entrada. Por polarização do circuito, entende-se aplicar ao dispositivo as
tensões/correntes de sinal continuo adequadas, de forma a permitirem o funcionamento
desejado
do
dispositivo.
Existem
formalmente
dois
grandes
grupos
de
dispositivos
transistorizados: os bipolares (BJT) e os unipolares (UJT). No que se segue iremos
explicar, de forma genérica o modo de funcionamento destes dois tipos de transístores, para
que entendamos melhor a sua utilização/aplicação em circuitos reais.
3.1.3 Transístores bipolares
O
transístor
bipolar
Transistor”-BJT)
é
(“Bipolar
Junction
essencialmente
constituido por um par de junções díodo PN
que se encontram unidas pelas traseiras.
Tal, forma uma sanduíche em que um dado
tipo de semicondutor se encontra colocado
entre outros dois de natureza diferente e
com concentrações de impurezas também
diferentes.
Existem dois tipos de sanduíche: a NPN e a
PNP. As três camadas que constituem o
“sanduiche” designam-se de Colector,
III/12
Base e Emissor. Em termos de simbologia,o
emissor é o terminal a que está sempre
associada a seta, sendo o terminal oposto o
colector e o que fica no meio a base. De
forma
a
que
o
dispositivo
funcione
no
chamadomodo normal, é necessário que a
junção base emissor esteja polarizada directamente e a junção base colector, polarizada
inversamente.
Em modulo, a concentração de impurezas no emissor é superior à da base e esta à do colector
(NE>NB>NC). Isto é, o dispositivo é assimétrico, em termos do nível de dopagem das suas
diferentes regiões. Adiante perceberemos o por quê desta condição de fabrico, nomeadamente
na urtilização destes dispositivos como amplificadores, chaves de comutação e inversores.
a) Modo de funcionamento do BJT
Na figura que se segue, mostramos os níveis de distribuição de energia numa junção NPN em
equilíbrio dinâmico (sem aplicação de qualquer tensão aos seus terminais). Isto é, não existe
movimento de cargas, pois os potenciais gerados pela junção ditam essa condição de
neutralidade.
Vamos supor que a junção da base é fina e que por aplicação à primeira junção NP de uma
polarização superior à tensão limiar de funcionamento da junção (VT) existem portadores de
carga a fluírem de N para P. Simultaneamente vamos supor que a outra junção NP se encontra
polarizada inversamente. Nestas condições, isso significa que estamos a “facilitar” a passagem
de electrões da região da base para o colector e a “dificultar” o movimento de electrões do
colector para a base. Tal significa que grande parte dos electrões “emitidos” no emissor
atingem o colector, perdendo-se alguns, que se recombinam com os buracos na base.
Contudo, serão poucos os portadores perdidos, comparados com os electrões emitidos pelo
emissor, pelo facto de se ter NE>NB. Nestas condições, temos fluxo de cargas e o diagrama de
III/13
bandas de energia apresenta o aspecto que se segue: diminui a barreira de potencial E/B e
aumenta a B/C.
Assim, se as tensões de polarização aplicadas forem tais que garantam a compensação total
de VT e se a tensão inversa aplicada for suficiente para permitir a extracção dos portadores
sem a danificar (exceder ou aproximar-se perigosamente da tensão de avalanche ou rotura da
junção B/C) passa-se a ter um fluxo de cargas continuo entre o emissor e o colector.
Nestas condições, diz-se que o transístor está polarizado no modo de funcionamento normal (o
que nos interessa considerar nesta discussão). Assim sendo, tudo se passa como se
tivéssemos alterado o valor da resistência que ”liga” a entrada com a saída, graças ao tipo de
polarização utilizada. Isto é, existe à saída uma corrente “anormal” comparada com a devida
III/14
aos geradores que aí poderiam ser gerados. Isto é, existe como que uma ampliação da
corrente de emissor/ colector, quando comparadas com a corrente de base
I E = IC + I B
De notar que nestes dispositivos, interessa ter-se uma transcondutancia (relação entre a
corrente de saída e a tensão de entrada) o menor possível, o que irá corresponder a um
elevado factor de ampliação, normalmente à volta de 100. Para além disso, a impedância de
entrada destes dispositivos (em que se toma o emissor como terminal de referência,
designada de montagem em emissor comum) é baixa. Isto é, os BJT são dispositivos
activos controlados por corrente.
De notar, que nestas condições, existirá, para
cada
corrente
de
base,
uma
região
de
comportamento praticamente óhmico e uma outra,
que a partir de uma dada tensão mínima de saída,
a corrente de colector se mantém praticamente
constante. Isto é, por maior que seja a tensão
aplicada, não existirá variação na corrente.
Isto é, como que atingimos o limite de “extracção”
de cargas do emissor, para estas condições. Esta
condição
designa-se
de
região
de
activa
do
transístor e o seu comportamento é similar ao de
uma curva I-V de um díodo, transladada de 90
graus.
De forma similar teríamos outras tantas curvas
quantos os diferentes IB utilizados, tal como se
indica na figura ao lado. Nas curvas que se
mostram,
indica-se
a
azul
a
região
de
comportamento óhmico, com a referência ao
III/15
valor mínimo da tensão colector emissor (VCE) que conduza à condição de saturação da
corrente (para o Si o valor típico é da ordem dos 0,3 V). Isto é, para aquele IB e para um
dado VCE atingiu-se a corrente máxima possível de circular no colector. É neste ponto de
transição que funcionam os BJT utilizados no fabrico de portas lógicas, tais como
inversores.
Para além disso, indica-se também a região de corte, que corresponde ao valor mínimo da
corrente de base necessária, para que haja circulação de cargas no circuito de saída. Este
valor, em circuitos reais, é diferente de 0 A.
Entre as duas regiões anteriormente mencionadas situa-se a região activa, caracterizada por Ic
se manter praticamente invariável, independentemente de VCE utilizado. É nesta região que se
utiliza o BJT como amplificador.
b) Configurações de BJT e seu funcionamento
Há três configurações típicas nos amplificadores transistorizados, cada uma delas com
características especiais, função da aplicação pretendida. Essas configurações são:
i.
Emissor comum. Neste tipo de montagem o terminal de referência é o emissor, sendo
o sinal a amplificar introduzido pela base.
Este tipo de montagem é caracterizado por
possuir uma impedância de entrada baixa (da
ordem dos 1-5 KΩ); uma impedância de saída
elevada; um factor de ampliação de corrente
elevado; o sinal de saída aparece invertido,
em relação à entrada, quando a saída se faz
pelo colector. Isto é, os transístores para além
de terem a função de ampliação, também
invertem o sinal. Esta característica é utilizada
na
concepção
de
portas
lógicas,
como
veremos.
Este é o tipo de montagem mais comum, na utilização do BJT como amplificador.
ii. Colector Comum Nesta configuração o terminal de referência (ligado à massa) é o
colector. È muito similar à configuração anterior, com as seguintes excepções: a saída é
não inversora e a impedância de entrada é superior à anterior. Esta configuração é
normalmente utilizada em circuitos de acoplamento ou quando se pretenda elevar a
impedância de entrada de um dado circuito.
iii. Base comum. Nesta configuração, não existe ampliação da corrente (IC≈IE), sendo
normalmente utilizada, quando existem grandes potências em jogo e se pretende fazer
um bom acoplamento desta a um andar seguinte.
Em termos de especificações de catálogo, os transístores bipolares são caracterizados pelos
seus valores limites (“Absolute maximum ratings”), a que correspondem as designações que
abaixo se enumeram:
III/16
VCEO
A máxima tensão que suporta entre E e C, com a base em circuito aberto;
VCES
A máxima tensão que suporta entre E e C, com a base curto circuitada ao
emissor;
(<VCEO)
A máxima tensão que suporta entre C e B, com E em circuito aberto;
VCBO
(=VCEO)
VEBO
A tensão inversa máxima que suporta a junção E-B, com C em circuito aberto;
IC
Corrente máxima permanente que o transístor suporta;
ICM
É o valor máximo para componentes variáveis;
Ptot(=VCEIC)
É a potência total dissipável;
Para além disso, o fabricante também indica as características eléctricas de funcionamento.
Isto é, os valores máximo, típico e mínimo e as condições de medida em que foram obtidos.
Os dados mais destacáveis são:
Corrente de corte do colector. A corrente devida aos portadores minoritários
ICBO
quando a corrente base-colector se encontra polarizada inversamente;
VCESat
Tensão de saturação colector-emissor;
VBE
É a queda de tensão quando a junção base-emissor está polarizada no sentido
directo;
hFE
Ganho de corrente continua
hie; hre; hfe;
Parâmetros híbridos do circuito em montagem em emissor comum (montagem
amplificadora). Para além disso, incluem também as respectivas capacidades
das junções
hoe
Ceb;
Cec;
Cbc
Finalmente, as especificações características de um transístor incluem um conjunto de
gráficos, entre os quais se destacam: as características de entrada e saída, bem como a
variação do ganho em corrente continua com a corrente do colector e a degradação com a
temperatura da potência máxima dissipável.
[nota: a saída de sinal pelo C aparece invertida de 180º relativamente ao sinal aplicado na B,
enquanto que a saída pelo E aparece em fase, com o sinal aplicado em B.]
c) Utilização do BJT como amplificador
Para que o BJT funcione como amplificador, é necessário polarizá-lo convenientemente (aplicar
as tensões continuas convenientes). Tal significa aplicar no andar de entrada a tensão
necessária que garanta a passagem da corrente IB que leve o BJT para fora da região de corte
e que a tensão no andar de saída do BJT seja tal que garanta o seu funcionamento na região
de saturação da corrente (onde esta é independente de VCE, para o caso da montagem em
emissor comum). Por outro lado, é necessário garantir que o dispositivo é estável (isto é as
condições ambientais ou o aquecimento do BJT não irão alterar significativamente o ponto de
funcionamento deste.
III/17
Por ponto de funcionamento entende-se os valores de Ic, VCE e IB correspondente à referencia
média de qualquer sinal ac que venha a ser amplificado. Este ponto designa-se por ponto
quiescente e deve ser projectado de modo a que permita uma amplificação simétrica de todo e
qualquer sinal ac. Isto é, a excursão máxima do sinal, entre os limites de corte e saturação
sejam o mais próximas possíveis.
De forma a garantir-se uma boa estabilidade do
amplificador, normalmente utiliza-se uma única fonte
de alimentação e a polarização é efectuada por uma
malha resistiva associada, divisora de tensão.
No caso da figura que se mostra, R1 e R2 constituem a
malha resistiva de entrada, em que a tensão aplicada
à base é (leis de Kirchoff):
VB = VR 2 =
VCC
R2
R1 + R2
Nesta mesma montagem, C1 representa o isolamento
que se pretende entre os sinais de polarização (dc) e
os amplificar (ac). Neste contexto, designa-se C1 como
capacidade de bloqueio. Rc e Re são as resistências da
malha de saída, normalmente utilizadas para a escolha
do ponto quiescente mais conveniente:
VCC ≈ I C ( Re + Rc ) + VCE
Na equação anterior Ic e VCE são variáveis, pela a
equação anterior é a de uma recta (recta de carga).
Em condições de polarização, esta recta designa-se de recta de carga estática.
Em funcionamento ac, muitas vezes pretende-se que a característica do sinal de saída só
dependa da resistência de carga Rc. Nestas condições, é necessário desacopolar Re da
componente ac, curto circuitando-a à massa. Essa é a função de Ce (condensador de deriva ou
desacoplamento). Nestas condições tem-se que:
vce = Rc × iC
equação de uma recta que passa pelo mesmo ponto quiescente mas que agora tem um declive
diferente, denominado por 1/Rc. Esta recta designa-se de recta de carga dinâmica, tal como
se indica na figura acima.
Problema 3.7- Considere o circuito da montagem que se mostra a seguir. Determine os
valores de R1e R2 que permitam a excursão simétrica máxima na saída.
III/18
Resolução
Vcc=21V
A montagem refere-se a um amplificador de emissor
comum. Para se determinar a excursão máxima, deve-se
ter em linha de conta as rectas de carga estática (quando
R2
o condensador CC se comporta como um circuito aberto,
VCE
componente continua) e dinâmica (quando o condensador
CC se comporta como um curto-circuito, componente
alterna).
C
R1
VBB
−Vcc + I C Re +VCE = 0
−1
e
T
RL=1KΩ
Re=1,5KΩ
vL
−1 −1
L
ic (R + R ) + vCE = 0
onde a 1ª equação se refere à componente estática e a segunda à componente dinâmica. Isto
é, a carga estática corresponde à situação de circuito aberto, pelo que se terá Rca=Re=1,5 KΩ.
Por outro lado, a carga dinâmica corresponde à situação de curto-circuito, pelo que se tem Rcc
igual ao paralelo de Re e RL.
IC(mA)
Recta de carga dinâmica, de declive∝1/Rcc
Q
ICQ
Recta de carga estática, de declive∝1/Rca
VCC
VCEQ
6V
vCE(V)
-6V
vL
Para a excursão simétrica máxima, pretende-se que VCE=vCE, pelo que se obtém:
I CQ =
Vcc
, e portanto ICQ=10 mA.
Rcc + Rca
Isto é, a tensão de pico de qualquer sinal sinusoidal aplicado, poderá variar no máximo entre –
-6 V e +6 V.
Para a determinação de R1 e R2, devemos ter em conta a malha de entrada. Nestas condições
obtém-se:
III/19
VBB − 0,7 = βI B Re + RBB I B ,
RBB=R1R2/(R1+R2)
(o
onde
paralelo
VBB=VCCR1/(R1+R2);
da
malha
de
auto-
I
B
RBB
polarização); β o factor de amplificação (100) e IB a
IB
IB
corrente de base. Em termos de estabilidade, na prática
faz-se
sempre
com
que
RBB=βRe/10
(factor
10
de
estabilidade), pelo que se tem RBB=15KΩ e VBB=17,2 V.
0,7V
VBB
Re
IE=βIB
Através do valor estimado para RBB e o valor inferido para
VBB, obtém-se R1=82,9 KΩ e R2=18,3 KΩ.
d) Circuito inversor simples em BJT
O circuito inversor simples apresenta as mesmas características que o transístor que funciona
como amplificador, mas agora as suas condições de funcionamento fazem-se na região de
corte ou próximo da região de transição entre o comportamento linear e o de saturação da
corrente de saída. Isto é, o ponto quiescente desloca-se em direcção ao “cotovelo” das curvas
características de saída do transístor (ver figura das curvas I-V de saída que acima se
mostram).
Isto é, antes de se atingir o ponto
de saturação o transístor não
deixa passar corrente, pelo que a
tensão no terminal de saída é
essencialmente VCC (a tensão de
polarização),
enquanto
quando
deixa passar corrente, a queda
de tensão RCIC≈VCC, pelo que a
tensão de saída é essencialmente
nula.
Isto é, quando a entrada está baixa, a saída está alta e vice-versa. Daí o designar-se este
circuito de inversor.
Nestas condições tem-se que:
VCC = iC Rc + vCE (letras maiúsculas representam componentes dc e letras minúsculas com
índices maiúsculos representam a componente dc e ac, sobrepostas; letras minúsculas com
índices minúsculos representam só a componente ac).
Assim, quando ve=0 , vCE=VCC.
Se considerarmos que na transição a tensão vCE vale o,2 V tem-se:
RC iC < VCC − 0,2V ⇒ iC <
VCC − 0,2V
. Nestas condições diremos que o transístor está ao corte.
RC
Se tivermos em conta que IB=VCC/RB, e que IC=βIB, a condição de saturação verifica-se
quando:
III/20
β
VCC
RC ≥ VCC − 0,2V
RB
e) Circuito inversor DTL
O circuito inversor DTL baseia-se em BJT e no funcionamento simples de um circuito inversor.
Contudo, é mais rápido, tal como se pretende em sistemas digitais. No esquema que se segue
apresentamos o esquema desse circuito e a análise eléctrico do mesmo.
Sabe-se que o estado saída é mantido sempre que 0≤Ve≤0,8V. Tratando-se de um díodo de Si,
VT=0,7 V, quando D1 está polarizado directamente, o que quer dizer que 0,7≤VB≤1,5V. Nestas
condições D2 e D3 estão ao corte, o mesmo acontecendo com a junção BE do transístor. Tal
implica que IC=0 e portanto Vs=5V.
Quando Ve=0,8V, D1 continua polarizado directamente e portanto VB=1,5 V o que faz com que
VD2≈VD3≈VBE≈0,5V, e portanto, inicia-se a condução de cargas no circuito, pelo que Vs começa
a baixar.
Quando Ve=1,4V, VD1=0,7V, começa a baixar o que faz com que VB=2,1V e portanto
VD2≈VD3≈VBE≈0,7V. Nestas condições o transístor satura e tem-se Vs=0,2 V.
Quando Ve=1,6V, VD1=0,5V, mantendo-se Vs no valor anterior, mas agora inicia-se o processo
de corte. 1,6V≤Ve≤5V, VD1<0,5V, Vs=0,2V e nestas condições o transístor está totalmente
cortado. Este tipo de comportamento é traduzido graficamente pela curva de transferência,
que relaciona a tensão de saída Vs com a tensão de entrada Ve.
III/21
f) Circuito inversor TTL
O circuito inversor TTL, diferencia-se do DTL, pelo facto de no primeiro ser baseado numa
lógica díodo-transístor, enquanto que no segundo caso se tem uma lógica transístor-transístor.
O tipo de análise é similar que o anterior, só que agora se tem um dispositivo mais rápido.
Como exercício, solicita-se que façam a análise deste circuito e se esboce a respectiva curva
de transferência.
l) Portas lógicas
A combinação de circuitos inversores levanos à concepção de portas lógicas, de grande
interesse para processamento da informação
digital. As portas lógicas mais típicas são a
porta NOR e a porta NAND. No primeiro caso,
para uma porta de duas entradas e uma
saída,
a
saída
(verdadeira),
só
está
quando
as
no
estado
duas
alto
entradas
estiverem em simultâneo no estado baixo
(Falso. No segundo caso a saída só é baixa
(Falsa) quando as duas entradas forem em
simultâneo Verdadeiras.
Na figura ao lado apresentamos o esquema de uma porta NAND utilizando a lógica TTL, de
colector aberto.
Fica como exercício a análise do circuito e a apresentação do esquemático equivalente da porta
NOR.
3.1.4 Diac
O Diac é um interruptor (chave de comutação) de estado sólido usada
para comutar tensões ac e pertence à família dos dispositivos activos
designados por tirístores. Trata-se de um transístor bipolar de junção
sem o terminal de base (dispositivo de dois terminais) e a sua função é
comutar por rotura uma dada tensão. Os diac de 4 camadas designamse de díodos de 4 camadas.
símbolo do diac.
III/22
3.1.5 Rectificador controlado de silício “Silicon Controlled Rectifier-SCR”
O SCR é como uma junção transístor composta por 4 camadas e portanto, por 3 junções pn.
As duas junções mais exteriores estão polarizadas directamente enquanto que a junção interna
se encontra polarizada inversamente. Assim, uma pequena corrente no eléctrodo porta
(eléctrodo central) pode colocar o dispositivo no estado ligado, permanecendo neste estado até
que a tensão de polarização externa permaneça. Designa-se de rectificador este dispositivo por
conduzir corrente numa única direcção.
Isto é, o SCR não é mais do que um rectificador convencional
controlado por um sinal de porta, num dispositivo de 3
terminais. Neste caso, a simples aplicação de uma tensão
directa não é suficiente para que o dispositivo deixe passar
corrente. O circuito rectificador (ânodo - cátodo) tem uma
resistência em sentido directa muito baixa e uma tensão de
rotura elevada, quando polarizado inversamente.
Passa do estado desligado (off, de elevada resistência) para o
estado ligado (on, de baixa resistência), por aplicação de uma
dada tensão a um terceiro terminal, designado de porta
(“gate”). Para desligar o SCR deve-se reduzir a corrente ânodocátodo para valores inferiores a Ih.
símbolo do SCR
A curva característica do SCR é a que abaixo se mostra. De notar que a característica inversa é
a mesma da discutida para o caso do díodo, com uma dada tensão de rotura a que
corresponde o processo de avalanche e uma dada corrente de fuga no díodo. Contudo, em
polarização directa, com a porta aberta, o SCR permanece essencialmente no estado de
desligado até que a tensão de comutação (“breakover”, VBF )seja alcançada. Neste ponto a
curva I-V como que “retrocede” e passa a ter a forma típica de uma curva I-V de um díodo
convencional.
Contudo, a aplicação de uma pequena tensão directa à porta comuta o SCR para a
característica directa de um díodo normal, usando valores muito inferiores a VBF.
Uma das limitações do SCR (a mais problemática) é a razão de variação de tensão com o
tempo dV/dt. Uma razão muito elevada pode fazer com que o circuito “dispare” (“trigger”)
para o estado ligado, sem se alcançar os limites de comutação desejados (ligar antes de
tempo). Este ponto deve merecer a nossa atenção, quer durante o projecto e concepção deste,
quer na sua utilização em circuitos/ sistemas.
As especificações a considerar neste dispositivo são:
a) Tensões de pico directas e inversas;
b) Corrente máxima directa;
c) Correntes e tensões de disparo de porta;
d) Corrente mínima de manutenção;
e) Dissipação de potência;
f) Máximo valor de dV/dt.
III/23
Curva Característica de um SCR com a porta em aberto
3.1.6 Triac
O interruptor tríodo ac (TRIAC) é um dispositivo interruptor de
potência de três terminais, tal como o SCR. O TRIAC conduz
correntes em ambas as direcções, enquanto que o SCR
somente conduz numa dada direcção. Os terminais de
potência são os designados por MT2 e MT1 no esquemático que
se mostra. Assim, quando oMT2 é positivo em relação a MT1
e se aplica uma tensão porta positiva tal faz com que o dispositivo da esquerda conduza.
Uma aplicação típica do Triac é em controladores de luz. Em resposta a um impulso o triac
conduz até que a tensão ac aplicada atinja o valor zero. Depois bloqueia o fluxo de cargas até
ao aparecimento do próximo disparo. Uma vez que o disparo em corrente faz com o dispositivo
possa conduzir em qualquer direcção, este dispositivo é um excelente e eficiente controlador
de potência, de aproximadamente zero Watts à potencia máxima. O inverso acontece, quando
se aplica uma tensão negativa à porta (agora conduz o dispositivo da direita). Tal como no
SCR, é necessário garantir um valor mínimo para a corrente de manutenção (Ih), de forma a
manter o triac a conduzir.
Obviamente que o triac pode também operar se se exceder a tensão de comutação. Contudo,
tal não corresponde à condição normal de funcionamento do triac.
A tensão de comutação é normalmente considerada como um valor limite de concepção do
dispositivo. Uma outra limitação deste dispositivo, tal como acontece com o SCR, é o valor de
dV/dt.
III/24
As aplicações típicas deste dispositivo são em
controladores de fase, desenho de circuitos
inversores,
comutadores
ac,
relés
de
deslocamento, etc.
As especificações típicas deste dispositivo são:
1. Tensões
de
comutação
directa
e
inversa;
2. Corrente máxima;
3. Corrente mínima de manutenção;
4. tensão
e
corrente
de
portas
necessárias para o disparo;
5. velocidade de comutação;
Curva I-V característica do triac.
3.1.7 O díodo PIN
O díodo PIN é constituído por regiões p e n altamente dopadas,
separadas por uma região intrínseca. Quando polarizado inversamente
actua como se tratasse de uma capacidade constante e quando
polarizado directamente, comporta-se como uma resistência variável.
A resistência directa da região intrínseca diminui com o aumento da corrente. Uma vez que a
resistência directa pode variar ao variar-se a polarização, tal é normalmente utilizado como
dispositivo para modulação de sinais ac. Outra aplicação é como chave de comutação em
dispositivos de microondas.
3.2 Transístores Unipolares
Os transístores unipolares (UJT) são dispositivos caracterizados por existir um só tipo de
cargas intervenientes no processo de transporte, resultante da acumulação de cargas entre
dois “extremos”, altamente condutores e com os quais essa região se “liga”, sem formação de
qualquer barreira de potencial. A região onde se acumulam as cargas designa-se de canal e as
duas regiões “extremas”, altamente dopadas (n ou p, função do tipo de cargas acumuladas no
canal), são designadas respectivamente de fonte e dreno. A primeira, se utilizada como
terminal de referência ou comum e a segunda se utilizada como terminal de “drenagem” das
cargas do canal. Estes dois terminais são permutáveis entre si, uma vez que possuem o
mesmo tipo e dopagem, com igual concentração. Tal facto leva-nos a designar estes
dispositivos, como sendo simétricos, contrariamente ao que acontecia com os BJT.
Para além dos terminais de dreno e de fonte, existe um outro terminal, designado de porta,
ao qual se aplica a tensão, campo eléctrico de controlo de cargas que se formam no canal. Do
exposto, podemos dizer que no UJT a fonte e dreno desempenham o papel de emissor e
colector, só que agora estes podem ser permutáveis entre si, o que não acontece com os BJT.
Para além disso, o terminal de porta tem um comportamento similar à base dos BJT.
III/25
A acumulação de cargas livres no canal é feita à custa de um potencial e portanto significa que
essa região se deve comportar como que um condensador, capaz de carregar e descarregar,
de forma controlada.
Assim, se quisermos comparar este dispositivo ao BJT constatamos que:
1. Os BJT são dispositivos controlados por corrente, enquanto que os UJT são controlados
por tensão;
2. As estruturas BJT são assimétricas, enquanto que as UJT são simétricas (isto é pode-se
permutar a fonte com o dreno e a resposta do dispositivo continua a ser a mesma);
3. No processo de transporte dos BJT interferem electrões e buracos (cargas negativas e
positivas), enquanto que nos UJT só interfere um dado tipo de cargas;
4. A impedância de entrada dos BJT é baixa (como resultado do controlo por corrente),
enquanto que nos UJT a impedância de entrada é muito elevada (como resultado do
comportamento de “condensador” do canal);
5. Os BJT têm velocidades de resposta/comutação maiores do que os UJT, uma vez que a
capacidade de junção é muito inferior à do “condensador” do UJT;
6. Em condições normais as correntes dos BJT são muito superiores aos dos UJT. Tal
significa que as potências dissipadas são maiores nos BJT do que nos UJT. Tal impõe
um limite à miniaturização dos BJT, pois é necessário arranjar formas de dissipar o
calor resultante da dissipação de energia.
Já vimos que os UJT são dispositivos controlados por tensão, responsável pela formação do
canal que contém as cargas livres de condução. O modo como se forma o canal, pode ser
devido à acumulação de cargas resultantes da polarização inversa de duas junções justapostas
(Transístor de Efeito de Campo de Junção J-FET) ou pela indução de cargas de sinal contrário a
um semicondutor, através de um dieléctrico/óxido (efeito directo de condensador, Transístor
de Efeito de Campo de Junção Metal-Óxido-Semicondutor, MOS-FET).
No que se segue iremos descrever a forma de concepção e as características funcionais destes
dois dispositivos.
3.2.1 O dispositivo J-FET
Como o nome indica, os J-FET são dispositivos
controlados por tensão, resultantes do efeito de
polarização de duas junções justapostas, que
constituem a região de porta. O termo canal n e
canal p, refere-se ao tipo de material com o qual
a fonte e o dreno se encontram ligados.
Nos
símbolos
indicados,
o
sentido
da
seta
Símbolos do J-FET de canal n e p.
corresponde ao tipo de portadores no canal. Para
“dentro” (ou esquerda para a direita) significa
que o canal é tipo n e para fora, que o canal é
tipo p.
No
esquema
abaixo
mostramos
o
caso
de
III/26
formação de um n-JFET, onde se vê o material
tipo n “ensanduichado” entre outros dois tipo p,
curto-circuitados entre si (designados de porta).
Assim, ao polarizar-se inversamente as junções
pn, as regiões de carga espacial associadas a
cada uma delas (inexistência de cargas livres)
aumenta, tal como se de um díodo se tratasse.
Nestas condições, “esvaziamos” a região de
portadores livres e a tendência é formar-se uma
grande região sem cargas livres, se as duas
regiões
de
carga
espacial
se
“fundissem”.
Contudo, tal não acontece, pois as cargas fixas
de um e de outro lado são da mesma polaridade,
pelo que a sua tendência é começarem a repelirse, a partir de um dado valor de aproximação.
Nestas condições, atinge-se uma situação de
equilíbrio entre as forças que tendem a expandir
as regiões de carga espacial de um e de outro
lado da junção, com as forças repulsivas do tipo
Colombiano, originadas pelas cargas fixas, da
mesma natureza.
Assim, entre as duas junções forma-se um
“canal” de elevada resistência, que limita o fluxo
de cargas admissível, ao longo deste. Neste caso,
o material n entre as junções, proporciona o
“caminho de circulação” de cargas entre a fonte e
o dreno.
Isto é, um JFET de canal n é polarizado de forma que o dreno seja positivo em relação à fonte,
para se poder extrair os portadores livres acumulados no canal. Contudo, a diminuição dos
portadores majoritários no material tipo n, causados pela deplexão de portadores livres, leva à
saturação de cargas, para cada um dos valores de tensão porta utilizados. Assim, à medida
que a tensão porta (VG) aumenta, maior será a corrente que circula entre a fonte e o dreno
(IDS), tal como aconteceria no BJT, ao variar-se IB. Isto é, IDS é controlada por VG. Nas curvas
características que se mostram, de notar a relação aproximadamente linear que existe entre
IDS e VDS, até valores próximos da saturação de IDS. Tal é similar ao que já tínhamos verificado
para os BJT, mas agora em termos de dispositivos controlados por tensão.
No caso de um JFET de canal p, aconteceria o inverso.
III/27
No caso do dispositivo JFET, o “isolamento” entre a porta e o canal, é feito à custa da
polarização inversa de uma junção. Assim, a resistência de entrada deste dispositivo, embora
de valor elevado, é condicionada pela existência de correntes de fuga, sendo portanto
importante, saber-se para cada dispositivo qual o valor admissível de correntes de fuga. Por
outro lado, como as correntes que circulam entre o dreno e a fonte são “condicionadas” aos
portadores livres aí acumulados, as correntes Ids não serão tão elevadas quanto as correntes
de colector ou emissor de um BJT. Por outro lado, a transcondutância do JFET, definida como
sendo a razão entre IDS e VG, controla o factor de amplificação deste dispositivo e corresponde
ao que se designa de figura de mérito (Gfs) do JFET.
As especificações deste dispositivo devem incluir:
a) Tensão de rotura Porta Fonte [BVgss];
b) Corrente inversa de fuga [Igss];
c) Tensão de porta de corte [Vgs(off)];
d) Corrente de dreno para Vg=0 V [Idss];
e) Transcondutância em polarização directa [Gfs];
f) Capacidade de entrada [Ciss];
g) Velocidades e condições de comutação;
h) Resistência dreno fonte [Rds (on)]
3.2.2 O dispositivo MOSFET
O
MOSFET
é
um
UJT
em
que
existe
uma
camada
de
óxido/dieléctrico entre o terminal porta e o canal, donde advém o
nome MOSFET. Neste caso o óxido isola a porta do canal, donde
resulta uma impedância de entra muitíssimo elevada, superior à
do JFET. Contudo, tal como no JFET é a tensão porta que controla
a formação de canal, e portanto, as cargas que nele circulam,
mas agora, de natureza distinta ao que acontecia com o JFET.
Neste caso, se o semicondutor for tipo p, o canal que se forma deve corresponder à
acumulação de cargas negativas, por aplicação de uma tensão porta positiva ( a aplicação de
uma tensão negativa, só faz aumentar os portadores majoritários que já existem). Isto é, o
canal p forma-se em semicondutores tipo p., enquanto que p-MOSFET se formam em
semicondutores (substratos) tipo n.
A simbologia utilizada é a que se indica, em que o E se refere
Enriquecimento
Deplexão
N-MOSFET E
N-MOSFET D
as MOSFET a funcionarem no modo de enriquecimento e o
símbolo D aos MOSFET a funcionarem no modo de deplexão.
Neste caso o sentido da seta indica a natureza distinta dos
portadores no canal, em relação ao semicondutor. Por outro
lado, o curto-circuitar da fonte a um 4º terminal, que
representa o substrato, significa que se pretende isolar
electricamente este do resto do dispositivo.
P-MOSFET E
P-MOSFET D
III/28
A descontínuidade entre a linha de Fonte e Dreno nos MOSFET-E significa que nestes
dispositivos não há circulação de corrente na malha de saída sem a aplicação de uma tensão
porta. Isto é, não há formação de canal se VG = 0 V. Por outro lado, nos MOSFET D a
continuidade da linha entre a Fonte e o Dreno, significa que para VG = 0 V, IDS # O. Isto é,
existe circulação de cargas (canal já formado) sem aplicação de qualquer tensão porta. Tal
formação é normalmente atribuída a ao modo de fabrico, que induz cargas fixas de natureza
distinta, na interface óxido/semicondutor.
As curvas características de entrada de um MOSFET são as que abaixo se indicam
De notar que VG > 0, induz uma carga negativa no canal n, aumentando portanto a corrente
fonte-dreno (Ids), enquanto que VG < 0 induzirá a formação de uma camada de deplexão no
canal, e portanto, uma redução em Ids. Assim, ao aplicar-se uma tensão dreno-fonte (Vds), e
desde que consiga o isolamento adequado das carga minoritárias acumuladas na interface
óxido/semicondutor (canal), é possível extrair as mesmas.
O “isolamento” dá-se através da polarização inversa do substrato (semicondutor), que, para o
caso de canal n, significa a formação de uma região do substrato, próxima da interface
óxido/semicondutor,
deflectida
de
portadores
livres
e
com
cargas
fixas
ionizadas
negativamente (aceitadoras), que irão repelir os portadores livres existem no “canal”. As
forças atractivas e repulsivas das cargas em jogo balanceiam-se, pelo que as cargas livres do
canal também se estabilizam, saturando, a partir de um dado Vds. Isto é, a condutância do
canal atinge o seu valor mais baixo, a que corresponde o equilíbrio activo dos portadores livres
induzidos pela porta e os portadores fixos negativos, associados á camada deflectida. Nestas
condições dá-se o estrangulamento do canal que limita o fluxo de cargas a circular entre a
fonte e o dreno.
Curvas Características de entrada/saída (A) e de saída/saída (B) de um N- MOSFET(E)
III/29
A figura (A) acima mostra a transcondutância Gm ou o efeito de VG em Ids. De notar que a
tensão porta pode ter valores positivos ou negativos, o que não é possível nos JFET (ver modo
de funcionamento destes).
Na figura (B) mostra-se de novo o efeito de VG no aumento consolidado de Ids, bem como o
facto da tensão dreno fonte (Vds), acima de um certo valor, não ter nenhuma ou pouco
influência em Ids. Isto é, quando o MOSFET está em saturação.
As especificações funcionais do MOSFET são:
a) Tensões de rotura fonte-porta, porta-dreno e dreno-fonte;
b) Transcondutância directa [Gm] ;
c) Resistência fonte-dreno [Rds(on)];
d) Características de velocidade e tensões de comutação,
e) Corrente de dreno fonte para VG = 0 [Idss];
f) Capacidade de entrada [Ciss].
Problema 3.8. Considere a montagem do dispositivo MOSFET que
+ 10 V
se mostra. Indique:
a) Que tipo de MOSFET se trata?
20 kΩ
b) Para as condições indicadas, qual o valor de Vs, sabendo
que VGss∼1.5 V.
VS
+3V
Nota: Vdss 0,8 V.
3.2.3 comparação entre um UJT e um BJT
Para o caso dos transístores de efeito de campo de junção (JFET) ou de um MOSFET, as
características funcionais devem ter em conta que não há corrente na porta (resistência
praticamente infinita, para o caso do MOS) e que o controlo é efectuado por tensão. Os
principais parâmetros de controlo são:
Parâmetro
Símbolo
JFET
MOSFET
Transcondutância
gm
0,1-10 mA/V
0,1-20 mA/V
Resistência de saída
rds
0,1-1 mΩ
1-50 KΩ
rgs
8
>1014 Ω
Resistência de entrada
>10 Ω
Em termos de JFET, as características correspondentes aso seus valores limites são:
VGS e VDS
IG
A tensão grelha-fonte e a tensão grelha-dreno, que são os valores
máximos de tensão inversa que a junção pn suporta;
É a corrente máxima que pode circular pela junção grelha fonte,
quando polarizada directamente (normalmente, muitíssimo baixa);
PD
Potência total dissipável;
III/30
Enquanto que os parâmetros eléctricos característicos (envolvendo o valor máximo, típico e
mínimo) são:
A tensão de estrangulamento. Isto é, a tensão necessária aplicar entre a
VP
grelha e a fonte (considerado como terminal de referência); para que se dê
a condição de inversão do tipo de portadores existentes na região entre D e
S , designada de canal;
IDSS
É a corrente de saturação quando VGS=0;
gm
Transcondutância;
gos
Condutância de saída;
Para o caso do MOSFET, os parâmetros são similares, substituindo-se agora VP por VT, a
tensão limiar necessário aplicar-se ao eléctrodo porta para a formação da região de inversão
do canal (associado ao processo de injecção de cargas através da capacidade formada pelo
óxido/dieléctrico existente sob a porta).
[nota: a saída de sinal pelo dreno (D) aparece invertida de 180º relativamente ao sinal de
tensão aplicado na porta (G), enquanto que a saída pela fonte (S) aparece em fase, com o
sinal aplicado na porta.]
3.2.4 Simbologia de componentes activos
i.
Válvula a díodo
ii.
Válvula
tríodo
;
iii.
e
pentodo
Díodo de estado sólido: normal
;
Zener
;
; efeito de túnel
varactor
; diac
Triac
; comutador controlado
rectificador
; fotodíodo
. .
iv.
Transístor bipolar NPN
e PNP
;
controlado
.
.
III/31
v.
MOSFET no modo de enriquecimento N
vi.
MOSFET no modo de deplexão N
viii. Par de Darlington NPN
Ponte
eP
eP
vii. JFET N
ix.
eP
rectificador
de
e PNP
onda
completa
xviii. Inversor
S
x.
Portas lógicas: OR
,
NAND
, AND
NOR
,
Q
xix. FLIP FLOP RS R Q ,
CLR
J
SET
Q
xx. JK K Q ,
CLR
,
xxi. Modulador
xi.
SET
(“chopper”)
Amplificador diferencial
xii. Amplificador operacional
xiii. Circuitos Amp Op;
xxii. Motor
xiv. somadores
;
,;
xv. integradores
xvi. multiplicadores;
xvii. divisor
;
,
III/32
3.3 MODO DE ANÁLISE DE CIRCUITOS TRANSISTORIZADOS
Para
a
análise
da
funcionalidade
de
um
circuito
i1
i2
transistorizado, este deve ser considerado como uma
caixa preta , possuindo dois terminais acessíveis à
v2
v1
entrada e outros tantos à saída. Isto é, como se fosse um
quadrupólo, em que os para elementos que relacionam
as
diferentes variáveis dependentes e independentes do sistema, reflectem a física de
funcionamento do transístor.
Para o caso do transístor bipolar, poderemos considerar:
v1 = h11i1 + h12 v 2
i2 = h21i1 + h22 v 2
,
(3.5a)
onde os índices numéricos dos parâmetros h são substituídos por letras identificadoras da
natureza física do parâmetro.
v1 = hi i1 + hr v 2
(3.5b)
i2 = h f i1 + h0 v 2
B
C
hie
hfeib
1/hoe
hrev2
E
onde hi seguido de uma outra letra em sub-índice (e, b ou c, consoante o terminal do
transístor que é tomado como referência ou terminal comum, ligado à massa), representa a
impedância de entrada, quando a saída se encontra em curto-circuito; hr, precedido de uma
outra letra em sub-índice representa o ganho inverso de tensão, quando a entrada se encontra
em circuito aberto; hf precedido de uma outra letra em sub-índice representa o ganho directo
de corrente, quando a saída se encontra em curto circuito; h0 precedido de uma outra letra em
sub-índice representa a admitância de saída do circuito, quando a entrada se encontra em
circuito aberto.
RESUMO DOS PARÂMETROS MAIS IMPORTANTES DAS TRÊS CONFIGURAÇÕES BÁSICAS DOS BJT
Designação/config
Emissor
uração
(EC)
Ganho
≈ -hfe
Impedância
de
Comum
hie=hfe/IPQ×25×10
Colector
Comum
Base Comum (BC)
(CC)
-3
≈1
≈ -hfb=hfe/(1+hfe)
Zi=hie+(hfe+1)Re
Hib=hie/(1+hfe)
Zo≈ hib +ri/(1+hfe)
1/hob=(1+hfe)/hoe
entrada
Impedância de saída
1/hoe>104 Ω
III/33
3.3.1 MODELO INCREMENTAL DE ANÁLISE DOS FET
O modelo para análise dos transístores de efeito de
campo é similar ao enunciado para os BJT, tendo-se
agora em atenção que hi≈∞ e que o controlo é
G
D
gmvgs
efectuado por tensão. Nestas condições, o modelo
equivalente é o que se mostra na figura ao lado.
De notar que o parâmetro importante da análise
rds
S
destes dispositivos é a transconductância gm, que se
encontra relacionada com a corrente no ponto de
funcionamento por : g m = 2 k n I DSQ , onde kn é o
parâmetro de correlação entre a corrente de saída e a tensão de porta, tal que:IDS=kn(vgs-VT)2,
onde VT é a tensão limiar de funcionamento do FET.
3.4 MEDIDORES DE CORRENTE ALTERNA
3.4.1 O medidor d’Arsonval
O medidor de d’Arsonval não é capaz de ler correntes alternas, uma vez que ao variar a
polaridade da corrente que atravessa a bobina, também varia o sentido da deflexão do
ponteiro (variação alterna do fluxo que atravessa a bobina). Por outro lado, como o valor
médio do sinal alterno é nulo, isso significa que se tivéssemos uma medidor d’Arsonval em que
o zero se encontrasse no meio da escala, este teria, de forma continua, uma deflexão para a
esquerda e outra para a direita, de igual amplitude. Isto é, o ponteiro oscilaria em torno do
valor zero.
Nestas condições, é necessário garantir-se que a corrente que atravessa a bobina, embora
possa variar periodicamente, o seu valor médio é diferente de zero. Nestas condições,
teríamos o ponteiro a permanecer num valor, diferente de zero. Se tal acontecer, já é possível
a utilização deste medir para medir sinais ac. Isto é, é necessário rectificar-se o sinal alterno.
a) Condições de medida ac do medidor d’Arsonval
A utilização do medidor d’Arsonval para ler sinais ac requer que o sinal a medir seja
rectificado. Tal consegue-se recorrendo a componentes activos (variação não linear entre a
corrente e a tensão aos seus terminais), designados por díodos, que constituem unidades
rectificadoras de meia onda ou onda completa (ver secção 3.1.1ª). Nestes casos, o sinal
alterno é convertido num sinal uni-direccional por remoção ou por inversão de um dos meios
ciclos do sinal alterno, de modo a que o valor médio de um período deixe de ser zero.
I- O
RECTIFICADOR DE MEIA ONDA APLICADO AO VOLTIMETRO DE D’ARSONVAL. SENSIBILIDADE DO
MEDIDOR
Um rectificador é um instrumento com 3 terminais, constituído por 2 díodos. Um dos díodos
actua como um rectificador enquanto que o outro díodo proporciona um percurso de baixa
resistência para a corrente de fuga do díodo rectificante.
III/34
Ao utilizarmos o medidor de d’Arsonval para medir tensões ac, este deve ser ligado em série
com um rectificador de meia onda ou onda completa.
No caso do rectificador de meia onda, deve-se ter em conta qual o valor médio do sinal de
tensão (o valor equivalente ao de um sinal dc). O valor médio de um sinal rectificado de meia
onda é igual ao valor de pico do sinal a dividir por 3,1416 (VP/π, ver equação 3.02).
Por outro lado, o valor eficaz dum sinal sinusoidal de meia onda é dado por Vrms=Vp/20,5, o que
significa que Vmédio=0,45Vrms.
Se tivermos em conta que num sinal dc o valor médio coincide com o próprio sinal e que a
sensibilidade do aparelho de medida é proporcional ao inverso da corrente de fim de escala, a
resistência a associar em série, corresponde a:
S ac =
V
0,45Vrms
1
⇒ R s = dc − R m =
− Rm
If
I dc
I rms
3.05a
isto é,
Sac=0,45Sdc..
3.05b
Isto é, a nova sensibilidade do voltímetro quando utilizado para ler sinais ac é cerca de 45% da
sensibilidade do mesmo aparelho, para ler tensões dc. Isto é, o erro que o aparelho introduz é
elevado. Neste caso, se conhecermos a forma do sinal ac é possível definir-se um factor de
forma da onda (ver análise de circuitos eléctricos) de forma a se corrigir os valores de
leitura do medidor. Outra forma. É melhorar a sensibilidade do aparelho, introduzindo um
rectificador de onda completa.
II- O RECTIFICADOR
DE ONDA COMPLETA APLICADO AO VOLTIMETRO DE D’ARSONVAL. SENSIBILIDADE
DO MEDIDOR
No caso de utilizarmos um rectificador de onda completa para se medir sinais de tensão ac
com o medidor de d’Arsonval, devemos ter em conta que agora o valor médio do sinal
totalmente rectificado vale:
Vm=VP×2/π,. Se tivermos em conta a relação de VP com o valor eficaz de tensão, Vp=1,414Vrms,
agora tira-se que Sac=0,9Sdc. Isto é, o valor da sensibilidade do voltímetro é agora cerca de
90% do valor equivalente para corrente continua.
Problema 3.9- A corrente através de um dado medidor apresenta um valor de 150 µA de
valor de pico. Qual o valor de corrente continua equivalente se o sinal rectificado for de meia
onda?
Resolução
Para a rectificação de meia onda tem-se que Idc=Imed=Ipico/π, donde se tira Imed=47,65 µA.
Problema 3.10- Um medidor de d’Arsonval com uma deflexão máxima de corrente de 1 mA e
Rm=500 Ω vai ser utilizado como voltímetro de corrente alterna, em sinais rectificados de meia
onda. Calcule qual a sensibilidade em corrente continua e alterna deste medidor e o valor do
multiplicador de resistência a utilizar para ler tensões entre 0 e 30 V.
III/35
Resolução
Sdc=1/If, donde se obtém Sdc=1 kΩ/V e como Sac=0,45Sdc, tem-se que Sac=450 Ω/V.
Para o cálculo de Rs tem-se Rs=SacV-Rm, obtendo-se Rs=13 kΩ.
Problema 3.11- Calcule o valor da sensibilidade dc e ac e do multiplicador de resistência
necessário para limitar a corrente ao máximo de deflexão no circuito que a seguir se mostra.
Rs
RD2=300Ω
If=1mA
Rm=250Ω
Rsh=250Ω
V=20 Vrms
RD1=300Ω
Resolução
A corrente aos terminais da resistência shunt é dada por Ish=Vm/Rsh, obtendo-se Ish=1 mA. Por
outro lado, tem-se que IT =Ish+Im, donde se tira que IT=2 mA. Também se sabe que o valor da
tensão média é dado por Vmed=0,45×20=9 V. Nestas condições, a resistência total do medidor
é RT=Vmed/IT, donde se tira que RT=4500 Ω. Por outro lado, analisando o circuito a partir da
fonte de tensão tem-se:
RT = Rs + Rd +
R m R sh
, donde se tira que Rs=4075 Ω.
R m + R sh
Sac=RT/Vmax.=225 Ω/V e Sdc=1/IT, donde se tira que Sdc =500 Ω/V.
Problema 3.12- Calcule o valor das sensibilidades ac e dc e do valor do multiplicador de
resistência a utilizar no circuito de rectificação de onda completa que a seguir se indica,
sabendo que a resistência em série dos díodos é de 300 Ω.
Rs
V= 20 Vrms
Rsh=250Ω
If=1mA
Rm=250Ω
Resolução
Ish=10-3250/250=1 mA. IT= 2 mA e Vmed=18 V, donde se tira que RT=9 kΩ. Como RT=
2Rd+Rs+ RmRsh/(Rm+Rsh), donde se tira que Rs=8275 kΩ.
III/36
Problema 3.13- Calcule a sensibilidade e o valor do multiplicador de resistência a utilizar no
circuito que a seguir se indica para se obter a deflexão máxima em corrente.
Rm=1Ω
Ιf=50 mA
Rs
R=0,5Ω
V=10 Vdc
R=0,5Ω
Resolução
Trata-se de um electrodinamómetro. S=1/If=20 Ω/V. A corrente total que passa no circuito é.
IT=10/(Rs+2)=0,05, donde se tira que Rs=198 Ω.
3.4.2 Electrodinamómetro como voltímetro e amperímetro
Electrodinamómetro é um medidor de corrente alterna constituído por uma bobina fixa dividida
ao meio e uma bobina móvel entre estas. Permite também ler correntes continuas e energias.
Em termos de corrente, tem menor sensibilidade que o aparelho de d’Arsonval. Os valores
mínimos de corrente que lê são da ordem dos 1mA. Uma vez que a corrente que flui nas
bobinas fixas e móvel é a mesma, a deflexão do ponteiro é proporcional ao quadrado da
corrente, pelo que a escala deste medidor é quadrática.
Neste dispositivo, o fluxo de corrente ao passar
na
bobina
fixa
(que
tem
as
funções
do
magneto do medidor d’Arsonval e suportam
correntes da ordem dos amperes) estabelece
um campo magnético. Por outro lado, o fluxo
de corrente através das bobinas móveis dá
lugar ao estabelecimento de um outro campo
magnético, mas agora de sentido oposto ao
gerado pela bobina fixa. Nestas circunstâncias,
o ponteiro desloca-se para a direita. Se agora o
fluxo
de
cargas
se
inverter
(trocar
de
direcção), o mesmo acontece a ambos os
campos magnéticos, pelo que a deflexão do
ponteiro se mantém também para o mesmo
lado.
Isto
rectificador
é,
não
de
é
sinal
necessário
para
qualquer
que
electrodinamómetro possa ler sinais ac
o
Electrodinamómetro
III/37
Ao
utilizar-se
o
electrodinamómetro
como
amperímetro, deve-se ter algum cuidado na
sua montagem. Tal deve-se ao facto de não
podermos aplicar directamente à bobina móvel
elevadas correntes. Tal faz-se utilizando-se
resistências
shunt,
em
indutância,
ligadas
em
série
paralelo
com
com
uma
os
terminais da bobina móvel.
Nestas condições, limita-se a corrente que
atravessa
a
bobina
móvel.
A
razão
da
reactância indutiva e resistência da impedância
shunt é a mesma da bobina móvel, pelo que o
instrumento medirá correctamente numa vasta
gama de frequências (erro da variação da
frequência até a algumas centenas de Hz,
desprezável).
Electrodinamómetro com voltímetro (A) e
Amperímetro (B)
3.4.3 Electrodinamómetro como Wattimetro
O Wattimetro é instrumento que serve para ler a potência eléctrica. Trata-se de um
instrumento do tipo electrodinamómetro. A montagem das espiras fixa e variável é efectuada
como se mostra no esquema abaixo, onde se nota que a bobina fixa é feita a partir de um fio
mais grosso do que a bobina móvel.
Neste caso, a bobina associada à medição da corrente está ligada em série com o circuito de
carga, enquanto que a bobina associada à medição da tensão (móvel) é ligada em paralelo
(ver figura).
Esquemático da ligação e estrutura de um Wattimetro
Assim, o fluxo de cargas, através das bobinas de corrente, faz com que aos terminais desta
apareça uma dada tensão, em fase com a corrente e cuja intensidade é proporcional à
corrente (A bobina de tensão tem normalmente ligada em série uma resistência. O propósito
III/38
desta ligação é fazer com que o circuito de tensão da bobina seja praticamente só resistivo).
Nestas condições, é possível converter-se directamente a potência associada ao circuito:
P=V2/R, ou P=RI2.
A deflexão angular θm do ponteiro pode ser calculada através da relação:
θ m = K mVI cos θ
3.06
em que Km é a constante de conversão do aparelho de graus em Watts; V é o valor eficaz da
tensão; I o valor eficaz da corrente e cosθ é o factor de potência (representa a desfasagem
entre a corrente e a tensão, que num circuito deve ser compensada. O ideal é fazer-se com
que θ seja próximo de zero).
Circuito simplificado do Wattimetro
a) Erros associados ao Wattimetro
O Wattimetro electrodinâmico está sujeito a erros que provêm de factores tais como a
temperatura e a frequência do sinal. Por exemplo, o calor liberto pela bobina pode fazer com
que a força da mola ligada ao ponteiro se relaxe o que irá provocar erros de medida,
associados a uma má deflexão do ponteiro. O mesmo acontece quando passam correntes
elevadas pela bobina. Por isso, a corrente máxima nestes aparelhos é limitada a cerca de 20 A.
A faixa de tensões de um Wattimetro é também usualmente limitada a algumas centenas de
Volts devido à dissipação de calor no interior do circuito de tensão. Contudo, é possível
estender a faixa de medida recorrendo-se a circuitos multiplicadores de tensão.
O grau de incerteza dos Wattimetro electrodinâmicos é de cerca de 0,20% a 0,25%. Este valor
aumenta à medida que a frequência do sinal também aumenta.
III/39
b) Efeitos de carga em Wattimetro
O Wattimetro consiste em dois circuitos, e qualquer deles pode ser danificado se for
ultrapassado por correntes elevadas (sobreaquecimento das respectivas bobinas).
Ao contrário do que aconteceria com um amperímetro ou voltímetro, neste caso mesmo que os
contactos estejam já a arder a deflexão do ponteiro poderá estar dentro de escala (as bobinas
de corrente e tensão estão separadas e a deflexão é o resultado da combinação destes dois
efeitos!), se o factor de potência for baixo.
Nestas circunstancias, é importante, ao inserir-se um Wattimetro num dado circuito, saber-se
se a corrente e tensão estimadas estão de acordo com as especificações do aparelho de
medida e tentar-se compensar ao máximo o factor de perdas deste instrumento.
3.4.4 Medidor de palhetas de ferro
O medidor de palhetas de ferro consiste numa bobina fixa de várias espiras e duas palhetas de
ferro colocadas no núcleo da bobina. A corrente a ser medida passa através das espiras da
bobina fixa dando lugar a um campo magnético que magnetiza as duas palhetas de ferro com
a mesma polaridade. Tal faz com que as palhetas se repilam. Se uma das palhetas estiver fixa
à armadura da bobina e a outra móvel em torno de um eixo não magnético, (onde se liga um
ponteiro), esta deslocar-se-á de forma proporcional ao quadrado da corrente (proporcional à
energia).
Este medidor tanto serve para ler correntes alternas como continuas, Contudo, devido à
histerese associada ao magnetismo induzido, este aparelho é raramente utilizado para ler
correntes continuas. Neste caso é utilizado como simples indicador, como por exemplo, para
indicar a carga e descarga de uma bateria num automóvel. Para aplicações em corrente
alterna é um medidor fiável, com erros entre 5% a 10%, para frequências entre 25 e 125 Hz.
Medidor de Palhetas de ferro
3.4.5 Medidores de filamento aquecido e de termopar
Os medidores de filamento aquecido e de termopar, ambos utilizam o efeito de aquecimento
associado á passagem de corrente eléctrica num elemento dissipativo para provocar a deflexão
de um ponteiro. Cada um deles usa este efeito de forma diferente.
III/40
Tendo em conta o principio da medida (o aquecimento causado pela corrente), podem ser
utilizados quer para medir sinais ac de qualquer frequência ou sinais dc.
No medidor de filamento aquecido o movimento de deflexão depende do grau de expansão
de uma dada resistência de filamento, quando aquecida por uma corrente que o atravessa.
Neste caso, a resistência de filamento é fixa entre os dois terminais do medidor, com uma
linha atada ao meio do fio, em ângulo recto e, solidária com a mola que provoca o
deslocamento do ponteiro. O ponteiro por sua vez move-se num eixo, com o mínimo de atrito
possível. Nestas condições tem-se que a deflexão será proporcional ao quadrado da corrente
que atravessa o fio (ver o caso do Wattimetro, que é similar).
Medidor de filamento aquecido
O medidor por termopar é um instrumento de medida que consiste num elemento
aquecedor (resistência de filamento) um termopar e um medidor de d’Arsonval. O seu princípio
de funcionamento baseia-se na elevação de temperatura (proporcional á tensão desenvolvida
no termopar) que o termopar detecta, que é proporcional ao quadrado da corrente
(P=RI2=mc∆T, onde m é a massa do filamento e c a capacidade calorífica). Este instrumento
serve para ler sinais de elevada frequência (mede sinais de rádio frequência), tirando também
partido do efeito de pele que existe, quando sinais de muito alta frequência atravessam um
condutor (o efeito de pele significa que à medida que a frequência aumenta a corrente
transportada pelo condutor é cada vez mais efectuada pela periferia deste).
Medidor por termopar
III/41
3.4.6 Medidores de sinais de microondas
Para se medir sinais de microondas ou de radar, o que normalmente se faz é converter a
energia associada ao sinal numa outra forma de energia, como por exemplo o calor, tal como
acontece com os medidores de filamento aquecimento ou de termopar.
O medidor de potência mais comum nesta faixa de frequências é o Bolómetro.
O bolómetro é um dispositivo de carga em que a sua resistência se altera em função da
potência que aí se dissipa. Existem dois tipos de bolómetros: os BARRETER e os
THERMISTOR.
O barreter é caracterizado por um aumento da resistência à medida que a potência dissipada
aumenta. Este é normalmente constituído por um pequeno fio metálico de tungsténio que
actua como o núcleo de um fusível, em que a cápsula é de quartzo, de forma a aguentar as
temperaturas elevadas associadas a este medidor.
O termístor é caracterizado por uma diminuição da resistência à medida que a potência
dissipada aumenta. Isto é, o seu elemento central é um semicondutor, o que explica o
gradiente térmico negativo associado. Este tipo de medidor é muito mais preciso que o
barreter.
Em qualquer dos casos, o
valor desta resistência é medida antes e depois de se aplicar o
sinal, como forma de calibrar o sinal, em termos de potência equivalente dc.
Barreter
Termístor
Na figura que se segue mostramos os esquemáticos eléctrico e físico de um medidor de
microondas tendo como elemento transdutor o termístor, associado a uma ponte de medida
(ver mais adiante o funcionamento de pontes eléctricas, no capítulo 5).
III/42
Neste circuito, R1 e R2 são utilizados para regular a corrente em RT-2. Quando a resistência de
RT-2 atinge o valor equivalente do paralelo entre R6 e RT-1 (122,4 Ω), a ponte está
balanceada. Nestas condições, o medidor lê 0.
O sinal de rf a ser lido é ligado aos pontos de teste do circuito, via um atenuador a RT-2. Tal
faz com que a temperatura de RT-2 aumente, o que provoca uma diminuição na sua
resistência. A ponte está agora não balanceada fazendo com que haja uma deflexão na agulha
do medidor M1, proporcional à diminuição da resistência de RT-2. Nestas condições, e tendo
em conta o principio de actuação de RT-2, o medidor M1 mede o valor médio da potência.
3.4.7 Medidor detector de envolvente
O medidor detector de envolvente é um instrumento de medida utilizado para medir sinais
alternos não sinusoidais. O circuito de detecção é constituído por 2 díodos em série, com o
ponte intermédio ligado à fonte alterna e em que aos terminais se liga um condensador e uma
resistência.
Esquemático de meio detector pico a pico
III/43
Problema 3.14- Um medidor de tensão ac e um detector de pico de sinais ac foram utilizados
para determinar se 3 sinais alternos eram ou não sinusoidais. Os valores das leituras obtidas
nos 3 medidores encontram-se na tabela que se segue.
Por análise das medidas determine quais dos sinais são sinusoidais.
Designação
Leitura no detector de pico
Leitura no medidor rms
Primeiro sinal
35,65 V
12,00 V
Segundo Sinal
11,31 V
4,00 V
Terceiro Sinal
25,00 V
8,83 V
Resolução
O detector de pico dá informação sobre a tensão pico a pico do sinal alterno. Se os sinais
forem simétricos tem-se que Vp=Vpp/2. Assim, para o primeiro sinal tem-se que Vp=17,825 V e
o respectivo valor eficaz seria Vrms=0,707Vp o que daria Vrms = 12,60 V (rectificação de onda
completa). Portanto, o primeiro sinal não é sinusoidal.
Para o segundo sinal tem-se Vp =5,655 V, donde se tira que Vrms =4,00 V. Isto é, o segundo
sinal é sinusoidal.
Para o terceiro sinal tem-se Vp = 12,50 V, donde se tira que Vrms =8,83 V. Isto é, o terceiro
sinal é também sinusoidal.
3.5 Exercícios Teóricos e Práticos, para resolver
A) Exercícios Teóricos
R3.1 O que entende por um dispositivo activo? O que o distingue um dispositivo passivo?
R3.2 O que entende por grandeza complexa? Como a representa?
R3.3 O que entende por potencia aparente de um dado circuito? E potencia reactiva?
R3.4 O que entende por valor médio de uma função periódica? Em que condições tem um
valor diferente de zero?
R3.5 O que é um díodo? Para que serve?
R 3.6 O que entende por ponte rectificadora? Explique o seu modo de funcionamento.
R3.7 O que entende por valor eficaz de uma grandeza periódica?
R3.8 Qual a diferença existente entre o valor eficaz de uma grandeza sinusoidal rectificada de
meia onda e outra de rectificação completa?
R3.9 O valor eficaz de toda e qualquer onda periódica é igual? Justifique.
R3.10- O que entende por transístor? Que tipos de transístores conhece?
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R3.11 Quais as diferenças entre um díodo e um transístor?.
R3.12 Explique o modo de funcionamento de um transístor BJT e de outro UJT, indicando as
vantagens e desvantagens de cada um deles.
R3.13 O que entende por polarização de um circuito transistorizado?
R3.14 O que entende por recta de carga e ponto quiescente num circuito transistorizado?
R3.15 Quais as diferenças entre um circuito amplificador e outro inversor? Onde se aplicam?
R3.16 Para que serve um Zener? E um SCR?
R3.17 Explique as diferenças de funcionamento entre um triac e um SCR.
R3.18 Em que condições se pode utilizar um medidor d’Arsonval para ler correntes alternas?
R3.19 O que significa sensibilidade de um aparelho de medida ac?
R3.20 O que entende por efeito de carga? Dê exemplos num voltímetro e num amperímetro.
R3.21 O que entende por Electrodinamómetro? Diga como funciona e o que o distingue de um
medidor d’Arsonval
R3.22 Que aparelhos utilizaria para: i) ler sinais de rf; microondas; sinais não periódicos.
R3.23 O que entende or Wattimetro? Como funciona?.
B) Exercícios Práticos
P3.1 As quedas de tensão medidas aos terminais de uma resistência ligada em série a um
condensador é de V1=6,41 V, enquanto que aos terminais do condensador é de V2= 8,536 V.
Determine:
a) o valor da tensão aplicada ao circuito.
b) Se o valor da frequência do sinal alterno for de 100Hz e o valor da resistência for de
1000 Ω, determine o valor da capacidade
c) O valor da impedância do circuito
d) Como procederia para compensar a reactância do circuito.
P3.2 Relativamente ao problema calcule qual seria o novo valor da impedância, se estas
estivessem ligadas em paralelo, bem como o novo valor da tensão do circuito.
Sites a consultar
www.tpub.com (integrated publishing);
http://hyperphysics.phy_astr.gsu.edu;
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www.standrews.ac.uk;
www.micro.com;
http://regentspred.org/regents/maths;
www.sonoma.edu/users;
http://acept.la.asu.edu/courses/phs110/ds3/chapter3d.html;
http://mailman.listserve.com/archives/collins/2002-08/msg00052.html;
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