Construção e Teste de um Protótipo de Conversor Matricial

Construção e Teste de um Protótipo de Conversor
Matricial
Luís Miguel Rosa Colaço
Dissertação para obtenção do Grau de Mestre em
Engenharia Electrotécnica e de Computadores
Júri
Presidente:
Prof. Paulo José da Costa Branco
Orientadores: Prof. José Fernando Alves da Silva
Prof(a). Sónia Maria Nunes dos Santos Paulo Ferreira Pinto
Vogal:
Prof. Joaquim José Rodrigues Monteiro
Outubro de 2011
Agradecimentos
Agradeço a todas as pessoas que me apoiaram e ajudaram no decorrer da execução deste
trabalho de dissertação.
Quero começar por agradecer aos professores que me orientaram e acompanharam na
realização desta tese de mestrado, pois sem eles tudo teria sido muito mais difícil. Um muito
obrigado ao Prof. Fernando Silva, à Prof. Sónia Pinto e ao Prof. Joaquim Monteiro, pela
constante disponibilidade, dedicação e paciência que sempre demonstraram para comigo.
Em segundo lugar, quero agradecer à D. Noémia pelo apoio e pela disponibilidade na resolução
dos assuntos administrativos e ainda ao Sr. Duarte que sempre disponibilizou as ferramentas
necessárias para a execução do trabalho laboratorial.
Um obrigado muito especial a todos os meus colegas do Instituto Superior Técnico, pelo
companheirismo e amizade partilhada durante todos os anos do meu percurso académico.
Por último e não menos importante, queria deixar um especial agradecimento à minha família,
pelo apoio prestado durante a execução deste trabalho de dissertação.
A todas estas pessoas o mais sincero obrigado!
II
Resumo
O objectivo deste trabalho é projectar, construir e testar um protótipo laboratorial de um
conversor de potência AC/AC directo, designado por Conversor Matricial (CM). Espera-se que
protótipo tenha maior rendimento do que os actuais conversores AC/AC indirectos, reduzindo o
custo, volume e peso.
Durante este trabalho, foi dimensionado e construído um conversor matricial composto por um
circuito de potência que engloba: os módulos de potência que realizam os interruptores
bidireccionais (IB), os circuitos de disparo dos semicondutores de potência, circuitos de
protecção contra sobretensões com díodos zener e varistores do tipo MOV e um filtro LC passabaixo de ligação à REE. De forma a garantir que as comutações dos semicondutores são
realizadas em segurança é utilizado um processo de comutação a quatro passos, baseado no
sinal das correntes de carga, implementado numa FPGA. O circuito de controlo digital,
implementado num DSP, executa a técnica de modulação PWM de Venturini. Para garantir o
adequado funcionamento do conversor é efectuada a aquisição das correntes de carga,
necessárias ao processo de comutação a quatro passos, e das tensões de entrada, necessárias
ao processo de modulação.
O CM construído foi testado, alimentando uma carga indutiva a partir da REE. Dos resultados
obtidos conclui-se que este funciona de acordo com o esperado, apresentando na saída tensões
comutadas e correntes sinusoidais típicas de um Conversor Matricial.
Palavras-Chave:
Conversor Matricial, Semicondutores de Potência, Interruptores
Bidireccionais, Modulação PWM de Venturini.
III
Abstract
The aim of this work is to design, build and test a prototype of a direct AC/AC power converter,
usually known as Matrix Converter (MC). When compared to an AC/AC indirect converter, it is
expected that the efficiency of this converter is higher, guaranteeing at the same time reduced
cost, volume and weight.
In this work the power module of the matrix converter is sized and built. This module includes the
association of power semiconductors performing as bidirectional switches, the semiconductors
driving circuits, the over voltage protection circuits using zener diodes and MOV varistors and a
low pass filter used to connect the converter to the grid. To guarantee the semiconductors safe
switching, a four step commutation strategy based on the load currents signals is used and
implemented in a FPGA. The digital control circuit is implemented in a DSP, using the Venturini
PWM modulation strategy. To guarantee the converter adequate operation, the load currents and
the grid voltages are measured as they are necessary to guarantee the semiconductors
commutation process, and necessary to the high frequency modulation strategy.
The matrix converter was tested feeding an inductive load from the grid. The obtained results are
according to the expected, showing the load switched voltages and nearly sinusoidal currents.
Keywords:
Matrix Converter, Power Semiconductors, Bidirectional Switches, Venturini PWM
Modulation.
IV
Índice
1. Introdução ........................................................................................................................................ 1
1.1 Enquadramento do tema de dissertação .............................................................................. 2
1.2 Objectivos da dissertação .................................................................................................... 3
1.3 Organização da dissertação ................................................................................................. 3
2. Dimensionamento de um Conversor Matricial .............................................................................. 4
2.1 Esquema Geral do Conversor Matricial ................................................................................ 4
2.1.1 Circuito de Potência ...................................................................................................... 5
2.1.2 Circuito de Comando .................................................................................................... 7
2.1.3 Circuito de Controlo ...................................................................................................... 8
2.1.4 Circuitos de Aquisição................................................................................................. 10
2.2 Dimensionamento .............................................................................................................. 12
2.2.1 Semicondutores de Potência ...................................................................................... 12
2.2.2 Dissipador ................................................................................................................... 13
2.2.3 Filtro de Entrada ......................................................................................................... 14
2.2.4. Circuitos de Protecção Contra Sobretensões ............................................................ 18
2.2.5 Dimensionamento do Circuito de Disparo ................................................................... 20
2.2.6 Fontes de Alimentação Comutadas ............................................................................ 25
2.2.7 Circuitos Auxiliares de Aquisição de tensões e correntes ........................................... 26
3. Circuito Impresso para o Conversor Matricial ............................................................................ 28
3.1. Esquema Geral da Placa de Circuito Impresso ................................................................. 28
3.2. Medidas a considerar para redução do ruído EMI............................................................. 29
3.3. Determinação da largura das pistas .................................................................................. 30
3.4. Determinação do espaçamento entre pistas ..................................................................... 32
3.5. Circuito de disparo ............................................................................................................ 32
3.6. Circuito do filtro de entrada e circuito de protecção .......................................................... 35
3.7. Layout global da placa de circuito impresso ...................................................................... 38
4. Ensaios Laboratoriais do Conversor Matricial ........................................................................... 39
4.1 Introdução .......................................................................................................................... 39
4.2. Teste de validação do circuito de disparo ......................................................................... 39
V
4.3. Teste de validação do circuito de aquisição das correntes ................................................ 42
4.4. Teste do funcionamento global do Conversor Matricial ..................................................... 43
5. Conclusões e Perspectivas de Trabalho Futuro ......................................................................... 45
5.1 Conclusões ......................................................................................................................... 45
5.2 Perspectivas de trabalho futuro .......................................................................................... 45
Referências......................................................................................................................................... 47
Anexos ................................................................................................................................................ 48
A: Lista de Componentes ......................................................................................................... 48
B: Datasheet do Módulo Integrado DANFOSS 1200V/25A (Interruptores Bidireccionais) ....... 50
C: Datasheet do Acoplador Óptico TLP250(INV) ..................................................................... 51
D: Datasheet das Fontes de Alimentação Comutadas NMV0515SC ....................................... 52
E: Datasheet do Módulo Integrado (dispositivo similar considerado no cálculo de perdas dos
módulos de potência) ............................................................................................................... 54
F: Programa de cálculo dos parâmetros do filtro de entrada .................................................... 55
G: Datasheet do Transdutor de Corrente (LA 25-NP) .............................................................. 57
H: Datasheet do Transdutor de Tensão (LV 25-P) ................................................................... 58
I: Datasheet do Varistor (V420LA20AP) ................................................................................... 59
J: Datasheet do Díodo de Zener (1N4647A) ............................................................................ 60
K: Layout do circuito impresso das camas “top layer” e “bottom layer” .................................... 62
K1 – Camada “top layer” ...................................................................................................... 62
K2 – Camada “bottom layer” ................................................................................................ 63
L: Fotografia do Conversor Matricial construído ....................................................................... 64
M: Condensadores do filtro de entrada e Circuito de Protecção .............................................. 64
VI
Lista de Figuras
Figura 2.1 – Esquema geral do Conversor Matricial ...................................................................... 4
Figura 2.2 – Esquema do circuito equivalente do Módulo Integrado (MI) – Interruptores
Bidireccionais (extraído do anexo B). ............................................................................................. 5
Figura 2.3 – Circuito de protecção da porta de comando do SP, com diodos de Zener em antisérie................................................................................................................................................ 7
Figura 2.4 – Comutação entre dois IB (sentido positivo da corrente) ............................................ 9
Figura 2.5 – Comutação entre dois IB (sentido negativo da corrente). ........................................ 10
Figura 2.6 - Esquemático do circuito de aquisição de correntes (extraído de [Anibal Menido e
José Antunes, 2002]).................................................................................................................... 11
Figura 2.7 – Esquema monofásico do filtro LC à entrada do Conversor Matricial, com resistência
de amortecimento representada por Z Rf, em paralelo com a bobine. ........................................... 14
Figura 2.8 – Resistências de descarga colocadas em paralelo com os condensadores do filtro de
entrada. ........................................................................................................................................ 17
Figura 2.9 – Representação do Circuito de Protecção a Varistores à entrada e saída do
Conversor Matricial....................................................................................................................... 18
Figura 2.10 – Curva característica do díodo de Zener................................................................. 20
Figura 2.11 – Circuito de disparo dos semicondutores de potência (extraído do datasheet do
integrado com a referência TLP250(INV), 2009). ......................................................................... 21
Figura 2.12 – Circuito de entrada do acoplador óptico. ............................................................... 21
Figura 2.13 – Resistência porta-emissor, RGE, para descarga das capacidades parasitas na
porta de comando do SP. ............................................................................................................. 22
Figura 2.14 – Circuito de análise do regime transitório do semicondutor de potência IGBT (J.
Silva, 2009)................................................................................................................................... 23
Figura 2.15 – Circuito RLC na porta de comando do IGBT. ........................................................ 24
Figura 2.16 – Esquema representativo dos pontos de emissor comum entre os semicondutores
de potência de cada um dos MI de potência. ............................................................................... 25
Figura 3.1 – Esquema Geral do Conversor Matricial. .................................................................. 28
Figura 3.2 – Diagramas para determinação das larguras das pistas do CI (extraído da norma
IPC-IC2221, 1998: 38) .................................................................................................................. 30
Figura 3.3 – Esquemático do circuito de disparo de um dos módulos de potência. .................... 33
Figura 3.4 – Layout do circuito de comando (face superior). ....................................................... 34
Figura 3.5 – Layout do circuito de comando (face inferior). ......................................................... 34
Figura 3.6 – Esquemático das fases de entrada e saída do Conversor Matricial ........................ 35
Figura 3.7 – Esquemático do circuito do filtro de entrada com resistências de descarga, R D, e
circuito de protecção com varistores. ........................................................................................... 36
Figura 3.8 – Layout do circuito do filtro de entrada com resistências de descarga, R D, e circuito
de protecção com varistores......................................................................................................... 37
Figura 3.9 – Layout global da placa de circuito impresso do Conversor Matricial (dupla camada).
..................................................................................................................................................... 38
VII
Figura 4.1 – Esquema da montagem laboratorial realizada para teste do CM............................. 39
Figura 4.2 – Esquema genérico do circuito de disparo (extraido do datasheet do acoplador óptico
com a referência TLP250(INV) da TOSHIBA)............................................................................... 40
Figuras 4.3 – Sinal de entrada do circuito de disparo, fornecido pelo circuito de controlo. .......... 40
Figura 4.4 – Sinal de comando imposto pelo circuito de disparo na porta de comando do
semicondutor de potência IGBT.................................................................................................... 41
Figura 4.5 – Sinal de entrada (CH1) e sinal de comando (CH2). ................................................. 41
Figura 4.6 – Teste do circuito de identificação do sentido e da localização das correntes de
carga. ............................................................................................................................................ 42
Figura 4.7 - Tensão simples de saída. ......................................................................................... 43
Figura 4.8 - Tensão composta de saída. ...................................................................................... 44
Figura 4.9 - Corrente de saída do Conversor Matricial. ............................................................... 44
VIII
Lista de Tabelas
Tabela 1 – Resultados obtidos no dimensionamento do filtro. ..................................................... 16
Tabela 2 - Resistências de amortecimento das oscilações. ......................................................... 25
Tabela 3 – Quadro resumo do número de fontes de alimentação. .............................................. 26
Tabela 4 – Conversões de unidades............................................................................................ 31
Tabela 5 - Níveis de afastamento entre as diversas pistas segundo diversos níveis de tensões
(tabela 6-1 Electrical Conductor Spacing página 39).................................................................... 32
IX
Lista de Símbolos

Factor de amortecimento
C
Constante de tempo de carga/descarga do condensador
Resistência equivalente interna do conversor
Frequência natural das oscilações não amortecidas
C
Capacidade
C
Capacidade equivalente (ligação em triângulo)
CCE
Capacidade equivalente parasita colector-emissor
CCG
Capacidade equivalente parasita colector-porta
Ceq
Capacidade equivalente
Cf
Condensador do filtro de entrada (capacidade)
CGE
Capacidade equivalente parasita porta-emissor
CISS
Capacidade de entrada
COSS
Capacidade de saída
CRSS
Capacidade de transferência inversa
Cs
Capacidade parasita equivalente
CY
Capacidade equivalente (ligação em estrela)
fC
Frequência de corte
FP
Factor de potência
frede
Frequência da rede
fS
Frequência de comutação
ICC
Corrente de Curto-Circuito
Ief
Valor eficaz da corrente
IF
Corrente de Threshold de entrada
Io
Corrente de saída
IPN
Corrente nominal no primário
Is
Corrente na fase do Conversor Matricial
ISN
Corrente nominal no secundário
IZ
Corrente de zener
Lf
Bobine do filtro de entrada (indutância)
X
LS
Indutância parasita equivalente
Po
Potência de saída
PRd
Potência da resistência de descarga
PVA
Potência (Volt-Ampere)
PW
Potência (Watt)
PZ
Potência dissipada no díodo de zener
Q
Factor de qualidade
Rd
Resistência de descarga (do condensador do filtro de entrada)
Rf
Resistência de amortecimento do filtro de entrada
RG
Resistência de amortecimento das oscilações de porta
RG2
Resistência de amortecimento das oscilações de porta
RGE
Resistência de descarga porta-emissor
RIN
Resistência de entrada do circuito de disparo
Rths-a
Resistência térmica dissipador-ambiente
Tj
Temperatura de junção
VCA
Tensão de circuito aberto
VCC
Tensão de curto-circuito
VCC
Tensão de alimentação do fotodiodo
VDC
Tensão da fonte DC
Vef
Valor eficaz de tensão
VLED
Tensão de polarização do LED
VLSTTL
Tensão de polarização da porta inversora
Vo
Tensão de saída
Vs
Tensão composta nas fases do Conversor Matricial
VV
Tensão de trabalho do varistor
VZ
Tensão de Zener
Zcarga
Impedância de Carga
ZCf
Impedância do condensador (filtro de entrada)
Zf
Impedância característica do filtro de entrada
ZLf
Impedância da bobine (filtro de entrada)
XI
ZRf
Impedância da resistência de amortecimento (filtro de entrada)
Zth
Impedância de Thévenin
XII
Lista de Acrónimos
AC
Alternating Current
CI
Circuito Impresso
CM
Conversor Matricial
DC
Direct Current
DIR
Direction Control Input
DSP
Digital Signal Processor
EMI
Electromagnetic Interference
FPGA
Field Programmable Gate Array
GND
Ground
GS
Gerador Síncrono
IB
Interruptor Bidireccional
IGBT
Insulated Gate Bipolar Transistor
LED
Light Emitting Diode
MC
Matrix Converter
MIDA
Máquina de Indução Duplamente Alimentada
MOV
Metal Oxide Varistor
OE
Output Enable
PWM
Pulse Width Modulation
REE
Rede de Energia Eléctrica
SEE
Sistema de Energia Eléctrica
SP
Semicondutor de Potência
SPC
Semicondutor de Potência Comandado
SVM
Space Vector Modulation
XIII
1. Introdução
Os conversores electrónicos de potência AC-AC permitem transferir energia de uma fonte
alternada sinusoidal para uma carga, sob a forma de grandezas eléctricas alternadas sinusoidais,
com tensões, correntes ou frequência diferentes da fonte. De uma forma genérica, estes
conversores são constituídos por semicondutores de potência que operam em comutação, a uma
frequência que deverá ser muito superior à frequência fundamental das grandezas (tensões e
correntes) de entrada e de saída do conversor.
Os conversores AC-AC podem ser classificados em dois grupos distintos: os conversores
indirectos (AC-DC-AC) e os conversores AC-AC directos. De um modo geral, os conversores
indirectos são constituídos pela associação de dois conversores: um rectificador (conversão ACDC) e um inversor (conversão DC-AC). Estes dois conversores são ligados através de um andar
intermédio DC de armazenamento de energia, habitualmente constituído por condensadores
electrolíticos, que aumentam de forma considerável o peso e as dimensões do conversor,
originando também perdas adicionais, com consequente redução do rendimento global.
Nas últimas décadas, o desenvolvimento da indústria de semicondutores tem permitido a sua
operação a tensões, correntes e frequências de comutação mais elevadas. Simultaneamente, o
aparecimento de módulos integrados de semicondutores de potência, que permitiram o aumento
de densidade de potência e a redução de efeitos parasitas, associado à melhoria dos circuitos de
comando e controlo, têm tornado cada vez mais atractiva a utilização dos conversores AC/AC
directos.
Os Conversores Matriciais ou conversores AC/AC directos, não têm andar DC intermédio de
armazenamento de energia, podendo garantir rendimentos elevados, maior densidade de
potência, com consequente diminuição do peso, dimensões e custo. Têm, no entanto, a
desvantagem de serem mais sensíveis às perturbações das tensões / correntes de entrada e de
saída do conversor. Esta desvantagem é minimizada através da utilização de filtros, circuitos de
protecção e controladores adequados.
Os Conversores Matriciais são também conhecidos por conversores directos de frequência sem
restrições, uma vez que são caracterizados por permitir a variação da frequência fundamental
das tensões de saída, sem qualquer restrição em relação à frequência da fonte sinusoidal de
entrada (as limitações são impostas unicamente pela frequência de comutação dos
semicondutores e pelos circuitos de comando e de disparo utilizados). Estes conversores
permitem ainda regular o valor eficaz das tensões aplicadas na carga e o factor de potência de
entrada e de saída (Pinto, 2003), garantindo o trânsito bidireccional de energia (à semelhança
dos conversores AC-DC-AC usuais). A comutação a frequências elevadas permite que o ruído de
comutação seja superior à banda de frequências áudio.
1
O sistema de potência que constitui o conversor tem de ser comandado e é necessário utilizar
uma estratégia de comutação que permita colocar, em segurança, os semicondutores no estado
de funcionamento pretendido (ao corte ou à condução). Existem algumas técnicas de comando,
sendo a técnica de modulação PWM de Venturini uma das mais utilizadas, uma vez que
apresenta bons desempenhos e o algoritmo de controlo pode ser facilmente implementado em
DSP (Watthanasam et al, 1996). Por esse motivo, será esta a técnica de modulação utilizada nos
ensaios de teste deste Conversor Matricial.
Os conversores matriciais têm uma vasta gama de utilização, nomeadamente em sistemas de
velocidade variável, como são os sistemas de centrifugação, elevadores, escaladores e ainda, os
sistemas de geração de energia eólica, baseados em geradores síncronos e máquinas de
indução duplamente alimentadas (MIDA) (http://www.yaskawa.com/site).
É com o objectivo de estudar e de adquirir competências relacionadas com a Conversão Matricial
que, neste trabalho de dissertação, se irá construir e testar um protótipo laboratorial de um
conversor matricial para posterior avaliação de desempenho e análise de resultados.
1.1 Enquadramento do tema de dissertação
Nos últimos anos, o aumento da carga eléctrica aliado ao facto dos combustíveis fósseis
(petróleo, carvão, o gás natural, e produtos nucleares) serem uma fonte de energia poluente e
não renovável, têm motivado um aumento substancial do interesse em fontes de energia
alternativas. Tem crescido, assim, a aposta no desenvolvimento de soluções tecnologicamente
inovadoras, aplicáveis aos processos de conversão de energia eléctrica, a partir de matériasprimas não poluentes e renováveis.
As melhorias tecnológicas dos equipamentos têm possibilitado aumentar a integração e melhorar
a eficiência de novos centros de produção, no Sistema de Energia Eléctrica (SEE), tendo como
base as energias renováveis, não poluentes e baratas.
Este trabalho de dissertação vai ao encontro desta nova orientação adoptada pelas sociedades
actuais, em que se pretende o desenvolvimento de competências e de soluções tecnológicas que
potenciem a área das energias renováveis, obtendo-se resultados cada vez mais satisfatórios e
benéficos às sociedades que nelas apostam.
É neste contexto actual, que se pretende, neste trabalho de dissertação, projectar, construir e
testar um protótipo laboratorial de Conversor Matricial (conversor electrónico de potência AC/AC
directo), que em desenvolvimentos futuros, possa ser aplicado e testado nesta situação.
2
1.2 Objectivos da dissertação
Este trabalho, tem como principal objectivo a construção e validação de um protótipo laboratorial
de um conversor electrónico de potência AC/AC directo, normalmente designado por Conversor
Matricial, o que inclui:
- o projecto, dimensionamento e construção do Conversor Matricial;
- implementação laboratorial do Conversor Matricial;
- teste, avaliação de desempenho do protótipo laboratorial e respectiva análise de
resultados.
1.3 Organização da dissertação
Esta dissertação está organizada em seis capítulos, bibliografia e anexos.
No Capítulo I é realizada a introdução ao tema deste trabalho de dissertação. É feito um
enquadramento do tema de dissertação como sendo uma inovação tecnológica que poderá
potenciar a área das energias renováveis, tema este que tem sido bastante debatido pelas
sociedades actuais. São ainda revelados os objectivos deste trabalho e a sua organização;
No capítulo II, que constitui o capítulo fundamental desta tese, é apresentado o esquema geral
do Conversor Matricial. De seguida, são explicados todos os dimensionamentos realizados para
os diferentes circuitos do conversor, tendo sempre como objectivo optimizar o seu
funcionamento.
No Capítulo III são apresentados os esquemáticos e respectivo layout para construção da placa
de circuito impresso, que será a base para a construção do Conversor Matricial. São indicados
os cuidados tidos em conta na concepção das placas de circuito impresso de forma a minimizar o
ruído resultante das interferências electromagnéticas entre as pistas dos diferentes circuitos.
No Capítulo IV são descritos os ensaios laboratoriais realizados e apresentados os respectivos
resultados obtidos.
No Capítulo V são apresentadas as conclusões resultantes do trabalho desenvolvido e ainda as
perspectivas de trabalho futuro.
3
2. Dimensionamento de um Conversor Matricial
Neste capítulo é apresentado o esquema geral do Conversor Matricial, com uma breve descrição
do mesmo. De seguida, são apresentados todos os dimensionamentos referentes aos circuitos
do conversor a construir.
2.1 Esquema Geral do Conversor Matricial
A figura 2.1 apresenta a composição geral do Conversor Matricial a construir, incluindo uma
perspectiva geral da interligação dos diferentes circuitos.
Dissipador
Filtro de Entrada
Semicondutores de Potência
(Interruptores Bidireccionais)
S11
Circuito de
Protecção
(entrada)
R
Circuito de
Protecção
(saída)
R
S12
W
S13
W
S21
U
S22
S
S
U
S23
S31
V
S32
V
S33
T
T
Isolamento Galvânico
1
Fontes de
Alimentação
Comutadas
...
18
Circuito de Comando
(Acopladores Ópticos)
+15V
0V
-15V
1
Circuitos de
Aquisição de
Tensões
...
18
Estratégia de
Comutação a Quatro
Passos
(FPGA)
1
...
18
Modulação PWM de
Venturini
(DSP)
Circuito de Controlo
Figura 2.1 – Esquema geral do Conversor Matricial
4
Circuitos de
Aquisição de
Correntes
Circuito de
detecção do
sinal de
corrente
No esquema geral do conversor, há quatro tipos de circuitos a destacar. São eles o circuito de
potência, o circuito de comando, o circuito de controlo e os circuitos auxiliares de aquisição.
2.1.1 Circuito de Potência
Do circuito de potência fazem parte: os semicondutores de potência, o filtro de entrada LC e os
circuitos de protecção dos semicondutores.
Semicondutores de Potência
No Conversor Matricial pretende-se que o processamento de energia eléctrica seja efectuado de
forma bidireccional, ou seja, tanto da REE para a carga como da carga para a REE. Para que
isto seja possível têm de ser utilizados dois semicondutores de potência comandados ligados em
anti-série, com dois diodos em anti-paralelo (Fig. 2.2), de modo que as correntes com sentidos
diferentes atravessem transístores e diodos diferentes. Formam-se assim Interruptores
Bidireccionais, ou seja, com comando à condução e ao corte e a possibilidade de ser percorridos
por correntes e suportar tensões nos dois sentidos, garantindo o trânsito bidireccional de energia.
Neste trabalho, para realização dos IB, utilizaram-se módulos integrados de potência da
DANFOSS (anexo B). Cada um destes módulos inclui três Interruptores Bidireccionais, estando
os respectivos semicondutores comandados, transístores IGBT, ligados em colector comum, de
acordo com a figura 2.2.
Figura 2.2 – Esquema do circuito equivalente do Módulo Integrado (MI) – Interruptores Bidireccionais
(extraído do anexo B).
5
A utilização destes módulos integrados de potência traz vantagens na implementação prática do
Conversor Matricial, pois permitem reduzir significativamente o volume do circuito de potência,
reduzindo substancialmente o tamanho do protótipo laboratorial.
Filtro de Entrada
No interface entre a Rede de Energia Eléctrica (REE) e os semicondutores de potência que
compõem os interruptores bidireccionais, utilizou-se um filtro passa-baixo LC. Com este filtro
pretendem minimizar-se as harmónicas de alta frequência das correntes de entrada, que
resultam do processo de comutação dos semicondutores dos IB, de forma a preservar a
qualidade da energia do SEE. Por isso, é necessário realizar um dimensionamento criterioso do
filtro, de forma a que este contribua para uma melhoria significativa do desempenho do conversor
matricial a construir.
De entre várias topologias possíveis, escolheu-se a topologia LC com resistência de
amortecimento em paralelo com a bobine (Fig. 2.1) porque, apesar de outras soluções
permitirem igualmente reduzir o conteúdo harmónico das correntes de entrada, em geral, esta
topologia com a resistência de amortecimento em paralelo com a bobina é a que permite
minimizar as perdas (Pinto, 2003). Consequentemente, consegue obter-se um maior rendimento
do Conversor Matricial.
Circuitos de Protecção
O circuito de protecção tem como finalidade proteger os semicondutores de potência de
sobretensões aos seus terminais. Durante o processo de comutação dos semicondutores, no
caso de ocorrer uma falha de comutação entre os IB que leve ao corte das correntes de carga
indutivas (variação muito rápida da corrente na carga, ou seja, derivada de corrente de valor
elevado), existe um crescimento abrupto da tensão aos terminais dos semicondutores. Estes
crescimentos de tensão podem levar a que sejam ultrapassados os valores máximos suportáveis
pelos IGBT (sobretensões), e consequentemente dar origem à sua destruição.
No protótipo laboratorial utilizam-se varistores de potência, como circuito de protecção contra
sobretensões. Os varistores de potência são componentes electrónicos, normalmente utilizados
para protecção de dispositivos semicondutores de potência, e são caracterizados por limitarem
tensões ao valor definido pelo fabricante. Caso a tensão aos seus terminais exceda o valor para
o qual foi dimensionado, essa sobretensão é dissipada na forma de calor pelo varistor, dando-se
um aquecimento da sua cápsula. Caso a sobretensão permaneça, o varistor limita o valor de
tensão funcionando como uma fonte de tensão com uma resistência interna e o dispositivo a
proteger é salvaguardado. Os varistores utilizados neste trabalho, têm a referência V420LA20AP
e são varistores do tipo MOV (Metal Oxide Varistor). Com estes varistores de potência, é
6
possível reduzir significativamente o volume do circuito de protecção diminuindo, de igual forma,
as dimensões do Conversor Matricial.
Por outro lado, em caso de ocorrência de sobretensões na porta do IGBT, sobretudo devido à
existência de indutâncias parasitas nas pistas entre o circuito de disparo e os semicondutores, é
aplicada uma tensão na porta do semicondutor superior ao admissível o que pode causar a sua
destruição. Tratando-se, neste caso, de tensões bastante menores, a protecção do terminal de
comando do IGBT pode ser realizada colocando entre os terminais porta-emissor do
semicondutor dois diodos de zener dispostos em anti-série, em ligação de ânodo comum. Os
diodos de zener criam um caminho alternativo para a corrente sempre que ocorre uma
sobretensão entre os seus terminais, limitando e estabilizando a tensão na porta de comando
dos IGBT.
RGE
Figura 2.3 – Circuito de protecção da porta de comando do SP, com diodos de Zener em anti-série.
2.1.2 Circuito de Comando
O circuito de disparo tem como função colocar à condução ou ao corte os semicondutores dos
IB, utilizando a informação que é fornecida pelo circuito de controlo. Este circuito é, basicamente,
constituído por acopladores ópticos que garantem o isolamento galvânico entre o circuito de
potência e o circuito de controlo.
Acoplador Óptico
Os acopladores ópticos são dispositivos constituídos por um diodo emissor de luz LED e por um
fotodiodo ou fototransistor. As entradas e saída dos acopladores ópticos encontram-se isoladas
electricamente. O funcionamento deste dispositivo baseia-se na energia libertada pelo LED sob a
forma de fotões que, atravessando o meio electricamente isolante, colocam o fotodíodo ou
fototransistor em condução (J. Silva, 2009).
7
Uma vez que no circuito de potência existem tensões elevadas não referenciadas ao mesmo
ponto de massa que o circuito de comando, com a utilização destes acopladores ópticos
consegue-se promover um isolamento galvânico entre os dois circuitos.
O acoplador óptico utilizado neste trabalho, tem a referência TLP250(INV) (anexo C).
Fontes de Alimentação Comutadas
Estas fontes de alimentação são isoladas, isto é, os terminais de polarização (primário) estão
galvanicamente isolados dos terminais de saída (secundário). Têm como objectivo alimentar os
circuitos de disparo e o número de fontes de alimentação necessárias depende da topologia dos
IB e é dimensionado no capítulo 2.2.
As fontes de alimentação isoladas utilizadas neste trabalho têm a referência NMV0515SC (anexo
D).
Octal Bus Transciever
Estes dispositivos funcionam como buffers dos sinais provenientes do circuito de controlo (FPGA
+ DSP).
2.1.3 Circuito de Controlo
O circuito de controlo é constituído por um DSP, onde estão implementados os algoritmos de
modulação, e por uma FPGA programada para realizar a estratégia de comutação a quatro
passos, garantindo que a comutação entre os semicondutores de potência é feita em segurança.
Modulação PWM de Venturini
Nos processos de modulação a alta frequência existentes para o Conversor Matricial, os
algoritmos que apresentam melhores desempenhos são: a modulação PWM de Venturini
(Alesina et al, 1981) e a modulação vectorial SVM (Huber, Borojevic, 1992). Ambos os processos
de modulação podem ser facilmente implementados em DSP (Watthanasarn et al,1996)
permitindo velocidades de processamento adequadas.
Em ambos os processos de modulação as tensões pretendidas na saída são obtidas a partir de
fracções das tensões de entrada do conversor. As correntes pretendidas na entrada são obtidas
a partir de fracções das correntes de saída do conversor.
Neste trabalho utiliza-se o método de modulação PWM de Venturini, uma vez que apresenta
baixos conteúdos harmónicos tanto nas tensões de saída como nas correntes de entrada e
permite um factor de potência quase unitário (ou ajustável) na ligação à REE (J. Monteiro, 2010).
8
Estratégia de Comutação a 4 Passos
Esta estratégia de comutação pode ser baseada na detecção do sentido da corrente de carga ou
na detecção do sinal das tensões compostas de entrada aplicadas aos IB envolvidos no
processo de comutação.
A estratégia utilizada neste trabalho foi a de comutação a quatro passos, baseada no sentido da
corrente na carga e implementada em FPGA (Monteiro, 2010). Esta escolha deve-se ao facto de
ser a estratégia que garante maior segurança nas transições e ainda evita a circulação de
corrente entre os IB que se encontram em comutação (Monteiro, 2010).
Quando é dada ordem a um IB para conduzir, ambos os IGBT que o constituem estão à
condução, independentemente do sinal de corrente na carga. Supondo que se pretende comutar
a corrente do IB1 para o IB2 e que o sentido da corrente de carga é positivo, a comutação
realizada em quatro passos, correspondentes a quatro ciclos de relógio (quatro ciclos
temporizados pela FPGA) (Monteiro, 2010), é feita da seguinte forma:
Figura 2.4 – Comutação entre dois IB (sentido positivo da corrente)
1º - O semicondutor T1, que não participa no processo de condução, é desligado;
2º - Para se garantir a continuidade da corrente, o semicondutor T4 do IB2, é colocado à
condução;
3º - De seguida, coloca-se o semicondutor T2 do IB1, que estava no estado de condução, ao
corte;
4º - Por fim, coloca-se o semicondutor T3 do IB2, à condução;
9
Se o sentido da corrente de carga for negativo a comutação é também realizada em quatro
passos, no entanto a sequência destes é diferente da realizada para o caso com corrente de
carga com sentido positivo, ou seja:
Figura 2.5 – Comutação entre dois IB (sentido negativo da corrente).
1º - O semicondutor T2, que não participa no processo de condução, é desligado;
2º - Para se garantir a continuidade da corrente, o semicondutor T3 do IB2, é colocado à
condução;
3º - De seguida, coloca-se o semicondutor T1 do IB1, que estava no estado de condução, ao
corte;
4º - Por fim, coloca-se o semicondutor T4 do IB2, à condução;
Quando o sentido da corrente de carga se alterada durante o processo de comutação, este é
finalizado considerando o sinal inicial da corrente. Só no ciclo de comutação seguinte é que se
irá actualizar o sinal da corrente.
2.1.4 Circuitos de Aquisição
Os circuitos de aquisição, designados também por circuitos auxiliares, têm a função de obter
imagens das tensões e correntes, na entrada e saída do conversor. É com base nesta
informação que se torna possível realizar o controlo das comutações dos semicondutores de
potência do CM.
10
Circuito de Aquisição de Correntes
É com base no circuito de aquisição das correntes que é possível identificar as zonas das
correntes de saída e determinar o sentido das correntes de carga, necessário ao processo de
comutação a quatro passos.
Para leitura das correntes são utilizados transdutores de corrente LEM, cuja referência é LA 25NP. Este componente permite realizar a medição electrónica de correntes, em circuitos de
potências elevadas, garantindo o isolamento galvânico entre o circuito de potência e o circuito de
comando. Na entrada é ligado o circuito de potência, onde está a grandeza a medir, e a saída
liga-se ao circuito electrónico, que no caso deste trabalho, é o circuito de controlo.
A partir da leitura realizada pelo transdutor de corrente, utiliza-se o circuito de acondicionamento
de sinal (Menino, Antunes, 2002) representado na Fig. 2.6 e descrito de seguida.
Bloco 1
Bloco 2
Bloco 3
Figura 2.6 - Esquemático do circuito de aquisição de correntes (extraído de [Anibal Menido e José
Antunes, 2002]).
De seguida, descrevem-se os blocos do circuito que implementa as funções de identificação do
sentido e de localização das correntes de carga. Assim, temos:
- No bloco 1, o circuito apresentado realiza o cálculo de uma tensão cujo valor é
proporcional ao valor da corrente que o percorre. Os díodos colocados em anti-paralelo permitem
adicionar uma tensão, positiva ou negativa de acordo com o sinal da corrente adquirida, de forma
a tornar mais acentuadas as transições da corrente entre o sentido negativo e o positivo,
tornando-se mais fácil detectar a passagem por zero;
11
- No bloco 2 está realizado o circuito onde são calculadas as tensões proporcionais às
correntes;
- No circuito do bloco 3 são determinados os sinais das correntes e os sinais das diferenças das
correntes, adquiridas pelos blocos 1 e 2 através de comparadores regenerativos não inversores.
Circuito de Aquisição de Tensões
Com o circuito de aquisição de tensões, pretende-se adquirir uma imagem das tensões
compostas entre as fases de entrada do conversor. O valor desta imagem irá servir para realizar
o processo de modulação do Conversor Matricial, segundo a estratégia de comando PWM de
Venturini.
Para aquisição das tensões de entrada, utilizam-se transdutores de tensão LEM, com a
referência LV 25-P. Este componente, permite realizar a medição de tensões, em circuitos de
potências elevadas, garantindo o isolamento galvânico entre o terminal primário (tensões
elevadas) e o secundário (baixas tensões). No primário é ligado o circuito de potência e no
circuito secundário, o circuito electrónico, que no caso deste trabalho, é o circuito de controlo.
2.2 Dimensionamento
Neste subcapítulo são realizados todos os dimensionamentos necessários à construção do
conversor de potência. Nos dimensionamentos efectuados são indicadas as aproximações
consideradas os resultados obtidos.
2.2.1 Semicondutores de Potência
Os semicondutores a escolher para realização dos Interruptores Bidireccionais do circuito de
potência são escolhidos tendo em consideração as condições de funcionamento pretendidas
para o conversor de potência, que são:
- Correntes nominais IN = 10A;
- Tensão nominal de entrada UN = 400VAC;
- Frequência de comutação da ordem de f S = 5kHz.
12
Tendo em conta estes valores e, de modo a garantir menor volume do conversor e melhor
desempenho, escolheram-se módulos integrados de potência da DANFOSS de 1200V, 25A, que
permitem obter frequências de comutação na gama pretendida. Estes módulos integram
transístores IGBT, com ligação em colector comum e respectivos díodos em anti-paralelo,
formando três interruptores bidireccionais.
Para construir um Conversor Matricial Trifásico, são necessários três destes módulos de potência
(1 braço de potência por cada uma das fases).
2.2.2 Dissipador
O dimensionamento do dissipador a utilizar é realizado considerando as perdas dos
semicondutores do Conversor Matricial. Sabendo que tipicamente os semicondutores de
potência IGBT suportam temperaturas de junção, Tj, de 125ºC antes da sua destruição, é
imperativo que o dissipador possua uma resistência térmica R ths-a (dissipador - meio ambiente)
que permita dissipar a potência de perdas resultante dos processos de comutação e condução
dos semicondutores de potência existentes em cada um dos módulos de potência.
Uma vez que o conversor foi dimensionado para uma potência de saída de 6kVA, admitindo que
o conversor tem um rendimento mínimo de 90%, ou seja, um máximo de 10% de perdas, entre
os dissipadores disponíveis no mercado selecciona-se um que permita dissipar este valor de
perdas sem que seja atingido a temperatura máxima admissível para o correcto funcionamento
dos semicondutores de potência, ou seja, sem que ocorra a sua destruição.
Assim, considerando um dissipador disponível no mercado com uma resistência térmica de
0,075ºC/W, o aumento de temperatura a que os semicondutores estarão sujeitos é obtida de
acordo com (2.1), onde PW representa a potência de perdas, PVA é a potência aparente e F P é o
factor de potência do conversor.
(2.1)
Considerando-se um factor de potência do conversor aproximadamente unitário, podemos dizer
que a potência activa de perdas tem o mesmo valor da respectiva potência aparente:
(2.2)
assim,
600W  0.075º C / W  45º C
13
(2.3)
Tendo em conta uma temperatura laboratorial ambiente de 25ºC, uma elevação de temperatura
de 45ºC fará com que o dissipador fique a uma temperatura máxima de 70ºC, permitindo o
funcionamento dos semicondutores até à temperatura de junção máxima admissível, ou seja,
125ºC.
Consultando-se o catálogo de fabrico do módulo integrado de um dispositivo similar (anexo E),
verifica-se que as perdas de comutação mais as perdas de condução, por módulo de potência,
para as condições nominais de funcionamento do módulo (VCE = 1200V, I = 25A, fs = 5 kHz), são
de 180W, ou seja:
(2.4)
Como são necessários três módulos de potência, no total teremos 540W de perdas, o que
permite confirmar que são esperadas sensivelmente 10% de perdas, tal como referido
anteriormente.
2.2.3 Filtro de Entrada
O filtro de entrada utilizado no Conversor Matricial é idêntico ao filtro LC representado no
esquema monofásico da figura 2.2.
ZRf
Conversor Matricial
I0
ZLf
U
ZCf
ri
V0
Figura 2.7 – Esquema monofásico do filtro LC à entrada do Conversor Matricial, com resistência de
amortecimento representada por ZRf, em paralelo com a bobine.
As impedâncias representativas de cada um dos componentes do filtro são descritas pelas
equações (2.5), (2.6) e (2.7), onde
:
(2.5)
(2.6)
(2.7)
14
Para determinação dos parâmetros do filtro é necessário determinar a sua função de
transferência, que se obtém fazendo:
(2.8)
Tendo em conta que se trata de um filtro passa baixo de segunda ordem, os seus parâmetros
podem ser determinados igualando os quocientes do polinómio denominador da equação (2.8)
com os quocientes da equação canónica de segunda ordem, dada por (2.9).
;
(2.9)
O filtro LC pode ser caracterizado pela frequência das oscilações não amortecidas (2.10) e pela
impedância característica (2.11):
(2.10)
(2.11)
Para se garantir o amortecimento
desejado, a resistência de amortecimento será dada por:
;
(2.12)
Consequentemente, de (2.10) e (2.11) obtêm-se os outros parâmetros do filtro:
(2.13)
(2.14)
Para além destes parâmetros, podemos calcular ainda o factor de qualidade que caracteriza o
filtro de entrada através da seguinte expressão:
(2.15)
De forma a obtermos um filtro de segunda ordem à entrada do Conversor Matricial, é necessário
realizar o dimensionamento de
garantindo que o filtro consegue atenuar as harmónicas de alta
frequência introduzidas pela comutação dos semicondutores. Para isto, a frequência de corte
15
escolhida para o filtro em questão deverá estar uma década acima da frequência da rede
(
) e uma década abaixo da frequência de comutação dos semicondutores, que é
:
(2.16)
Ou seja,
(2.17)
Assim, foi escolhida para o filtro LC uma frequência de corte de
Para determinação da resistência equivalente do conversor,
.
, considera-se que o sistema de
controlo do Conversor Matricial impõe um factor de potência quase unitário, ou seja:
(2.18)
(2.19)
Obtendo-se para resistência equivalente do conversor:
;
(2.20)
Para o correcto funcionamento do filtro de entrada, a impedância característica deste deverá ser
muito inferior à impedância equivalente do conversor
.
(2.21)
Dimensionando o filtro de entrada para uma potência de saída de 2 kW (
, com
uma tensão composta de 400V e considerando um factor de potência aproximadamente unitário,
os valores calculados para os parâmetros são os apresentados na tabela 1:
Valores Considerados
0.5
500
Resultados
2000
8
13.3
2.5
Tabela 1 – Resultados obtidos no dimensionamento do filtro.
Estes resultados foram obtidos por intermédio de um programa realizado em MATLAB,
realizando-se a simulação dos resultados da tabela 1 para diversos valores de potência de saída
do Conversor Matricial (anexo F).
16
É preciso ter em atenção que os valores obtidos pelo programa são referentes a um filtro ligado
em estrela. Para se determinar o valor de capacidade referente à ligação em triângulo é
necessário dividir o valor obtido no programa (anexo B), por três, ou seja:
(2.22)
Paralelamente aos condensadores de polipropileno do filtro de entrada (Fig. 2.8), é necessário
introduzir uma resistência adicional, denominada por resistência de descarga, que tem como
finalidade dissipar a energia armazenada no condensador depois do conversor ser desligado.
R
RD
RD
S
RD
T
Figura 2.8 – Resistências de descarga colocadas em paralelo com os condensadores do filtro de
entrada.
A resistência de descarga é dimensionada considerando que, no processo de descarga, o
condensador atinge a tensão residual aos seus terminais em 20 segundos.
A constante de tempo de descarga de um condensador é dada por:
(2.23)
De forma a dimensionar a resistência, define-se que:
(2.24)
Considerando os resultados obtidos para o condensador do filtro, a resistência de descarga é
dada por (2.25):
(2.25)
Para o cálculo da resistência, para além do tempo de descarga do condensador também é
necessário calcular a potência que a resistência terá de dissipar quando ligada aos terminais do
17
condensador do filtro de entrada. Essa potência de perdas é dada por (2.26), onde Vef representa
o valor eficaz da tensão composta aos terminais da resistência RD.
(2.26)
Assim, as perdas na resistência de descarga são dadas por (2.27):
(2.27)
Tendo em conta as resistências existentes no mercado, selecciona-se uma resistência de
descarga com o valor de 1,5M, de potência 0,5W.
2.2.4. Circuitos de Protecção Contra Sobretensões
Varistores
Para protecção dos semicondutores de potência contra sobretensões são ligados três varistores
entre as fases de entrada do conversor e também são ligados três varistores entre as fases de
saída do conversor (figura 2.9).
Is
Vs
Conversor
Matricial
Circuito de
protecção
(entrada)
Circuito de
protecção (saída)
Figura 2.9 – Representação do Circuito de Protecção a Varistores à entrada e saída do Conversor
Matricial.
Para a correcta escolha dos varistores a utilizar, estes devem ser dimensionados tendo em conta
os seguintes critérios (J. Silva, 2009):
- A tensão de trabalho do varistor,
, deve ser superior à tensão máxima da fonte de
alimentação;
18
- Deve suportar, durante a duração , o transitório mais desfavorável com a tensão de
trabalho
, a corrente , que resulta desse transitório;
- Deve poder dissipar a energia do transitório mais gravoso:
(2.28)
De acordo com as condições referidas anteriormente, para realizar dimensionamento dos
varistores calcula-se a quantidade de energia susceptível de ser dissipada, num ciclo de rede,
em caso de sobretensão entre fases de entrada ou saída do conversor matricial. Assim, seja a
tensão composta entre cada duas fases:
(2.29)
Sabendo que nos ensaios experimentais as correntes nas fases não excederão
, a
energia que os varistores terão de dissipar num ciclo da rede, será dada por (2.30):
(2.30)
Tendo em conta o valor de energia a dissipar, com base nos valores dos catálogos fornecidos
pelos fabricantes (anexo I), selecciona-se um varistor com a capacidade de dissipação de
energia logo acima de
.
Diodos de Zener
Os diodos de zener devem ser escolhidos de acordo com os seguintes critérios:
- A tensão de zener, VZ (Fig. 2.10) cujo valor é especificado no respectivo datasheet
(anexo J) para uma determinada corrente de zener de teste, IZT;
- A corrente de zener, IZ;
- E a sua potência de dissipação, PZ, dada por:
(2.31)
Para assegurar que o diodo de zener não é destruído, é necessário garantir que a sua potência
de dissipação não é ultrapassada.
19
Figura 2.10 – Curva característica do díodo de Zener.
Uma vez que se irá aplicar na porta de comando do IGBT uma onda quadrada de amplitude
15V , deve escolher-se um díodo com uma tensão de zener que assegure a protecção do
IGBT, ou seja, que limite a tensão na porta do IGBT para um valor inferior ao admissível por este
e um pouco superior à amplitude máxima da onda quadrada.
Relativamente ao valor de potência de dissipação a escolher para o diodo de zener, uma vez que
se pretendem limitar tensões baixas, na ordem dos
as correntes são bastante baixas, da ordem dos
com potências de dissipação de
15V , e tendo em conta que na porta do IGBT
mA , podem escolher-se diodos zener de sinal
1W .
2.2.5 Dimensionamento do Circuito de Disparo
Resistência limitadora da corrente de entrada do acoplador óptico
Nesta secção é realizado o dimensionamento da resistência de entrada do acoplador óptico.
Pretende-se que esta resistência limite a corrente de funcionamento do LED, em regime de
comutação, a 8mA.
20
Figura 2.11 – Circuito de disparo dos semicondutores de potência (extraído do datasheet do
integrado com a referência TLP250(INV), 2009).
Consultando o datasheet do fabricante do integrado do acoplador óptico, verifica-se que a
resistência a colocar na entrada do pino 2 (LED ANODE) do acoplador óptico tem o valor de
390. No entanto, esta resistência pode ser calculada tendo em conta o esquema da figura 2.11,
detalhado na figura 2.12.
Vcc
IF
5V
RIN
2
LED
3
NOT
Figura 2.12 – Circuito de entrada do acoplador óptico.
Realizando a malha deste circuito, obtém-se:
VCC  I F  R  VLED  VLSTTL
(2.32)
Consultando o datasheet do acoplador óptico, verifica-se que em regime de comutação o LED
necessita de uma corrente de IF=8mA. Sabe-se ainda que o LED é polarizado por uma tensão de
5V.
Considerando uma tensão típica no LED e na porta inversora LSTTL (NOT), respectivamente, de
1.5V e 0.5V obtém-se;
R
VCC  VLED  VLSTTL 5  1.5  0.5

 375
IF
0.008
21
(2.33)
Resistência de descarga porta-emissor, RGE
Durante o processo de comutação dos semicondutores de potência, as capacidades parasitas
nos terminais dos semicondutores realizam processos de carga e descarga de energia. Para
dissipar a energia resultante dos processos de descarga da capacidade parasita de entrada do
semicondutor, é necessário colocar em paralelo com esta, uma resistência de descarga,
denominada por RGE.
CISS
RGE
Figura 2.13 – Resistência porta-emissor, RGE, para descarga das capacidades parasitas na porta de
comando do SP.
A determinação do valor desta resistência é realizado de forma aproximada, pois não dispomos
dos valores de catálogo correctos da capacidade de entrada e do tempo máximo de comutação
dos semicondutores. Devido a este facto, consultando o catálogo de um semicondutor similar,
admite-se para capacidade de entrada um valor típico para este parâmetro, ou seja,
CISS  2.5nF .
Em relação à constante de tempo de descarga da capacidade, considera-se também uma
constante de tempo típica máxima de
.
Considerando que a constante de tempo do condensador é:
(2.34)
O valor da resistência é de:
(2.35)
Escolheu-se para implementação prática, um valor de resistência, uma grandeza acima do valor
dimensionado, ou seja,
.
22
Resistência de amortecimento das oscilações do circuito LC parasita
O dimensionamento da resistência de amortecimento na porta do transístor de potência IGBT é
sempre necessário, pois não podemos desprezar os fenómenos capacitivos e de depleção que
interferem no comportamento dinâmico do transístor em regime de comutação. O processo de
comutação do IGBT é influenciado pela carga e descarga das capacidades equivalentes que o
transístor possui intrinsecamente aos seus terminais (J. Silva, 2009).
Para este dimensionamento, é necessário ter-se em consideração as capacidades equivalentes
transitórias que estão presentes nos terminais do IGBT, em regime dinâmico (figura 2.14).
CCG
CCE
CGE
Figura 2.14 – Circuito de análise do regime transitório do semicondutor de potência IGBT (J. Silva,
2009).
Para efeito de cálculo, ao consultarmos o catálogo de características dos semicondutores de
potência, as capacidades fornecidas pelo fabricante são a capacidades de entrada, C ISS, a
capacidade de transferência inversa, CRSS, e a capacidade de saída, COSS, que equivalem a:
CISS = CGE + CCG
(2.36)
CRSS = CCG
(2.37)
COSS = CCE + CCG
(2.38)
A resistência a dimensionar tem como objectivo realizar o amortecimento do circuito LC que se
cria na porta de comando do semicondutor, devido às indutâncias parasitas das ligações de porta
das ligações de porta e às capacidades anteriormente referidas.
23
RG
Ls
Cs
VG
Figura 2.15 – Circuito RLC na porta de comando do IGBT.
Assim, tendo em conta que o circuito RLC da figura 2.15 possuí um factor de qualidade dado por:
Q
 LS
RG
;
(2.39)
onde,

1
;
Ls Cs
(2.40)
A indutância do circuito RLC parasita, criado aos terminais do semicondutor, é estimada
dependendo do tipo de condutor em questão. Para um circuito impresso cujos condutores são
pistas de comprimento
l , largura w e distanciados de d a indutância é dada por (J. Silva,
2009):
LS 0 d

 10.1nH / cm ;
l
2
(2.41)
A capacidade equivalente de entrada do IGBT é estimada através de:
CS  Ceq  CISS  CRSS
Considerando um factor de amortecimento óptimo de
VCG
;
VGE
(2.42)
, a resistência de amortecimento é
dada por:
RG  2
LS
CS
(2.43)
As resistências obtidas para cada uma das gates dos semicondutores de potência encontram-se
na tabela 2.
24
Módulo de
RG2 []
RG4 []
RG8 []
RG10 []
RG12 []
RG22 []
1
4.43
4.10
3.96
3.56
3.41
4.41
2
4.35
4.08
3.83
3.59
3.59
4.67
3
4.44
4.21
3.90
3.41
3.48
4.64
Potência
Tabela 2 - Resistências de amortecimento das oscilações.
Para implementação prática foi escolhida uma resistência de 6.2 para todas as situações.
2.2.6 Fontes de Alimentação Comutadas
Neste subcapítulo, é dimensionado o número de fontes de alimentação comutadas necessárias
para alimentar os dezoito acopladores ópticos dos dezoito semicondutores de potência
comandados (seis por cada um dos três módulos integrados de potência).
Tendo em conta que os IGBT que compõem os IB estão montados segundo a topologia colector
comum, o número de fontes de alimentação comutadas necessárias para os acopladores ópticos
será determinado segundo o número de pontos ligados em emissor comum.
Figura 2.16 – Esquema representativo dos pontos de emissor comum entre os semicondutores de
potência de cada um dos MI de potência.
Considerando a figura 2.16, em cada uma das fases de carga (uma por módulo de potência)
temos três IGBT ligados em emissor comum (círculo a vermelho). Para cada um destes
semicondutores utiliza-se um circuito de disparo, sendo os três circuitos de disparo alimentados
pela mesma fonte de alimentação, uma vez que o ponto de referência (o emissor) é equipotencial
25
para os três semicondutores. Como temos três fases de carga (W, U, T), para alimentar os nove
circuitos de disparo serão necessárias três fontes de alimentação.
Na fase de entrada R1 (círculo a amarelo), o IGBT, denominado na figura por T1, está em
emissor comum com os homólogos das fases de entrada (R2 e R3) dos outros dois módulos de
potência. Para alimentar os três circuitos de disparo destes semicondutores é necessária uma
única fonte de alimentação.
Para os IGBT em emissor comum nas fases de entrada S (círculo a verde) e T (círculo a azul),
aplica-se o mesmo raciocínio da fase R, sendo igualmente necessário apenas uma fonte de
alimentação para alimentar cada conjunto de três circuitos de disparo.
Pontos em Emissor
Nº de Fontes
Nº de Circuitos de
Comum
Comutadas
disparo
R1, R2, R3
1
3
S1, S2, S3
1
3
T1, T2, T3
1
3
W
1
3
U
1
3
V
1
3
TOTAL
6
18
Tabela 3 – Quadro resumo do número de fontes de alimentação.
Conclui-se então, que no total, são necessárias 6 fontes de alimentação para alimentar os
dezoito circuitos de disparo referentes aos dezoito IGBT do circuito de potência.
2.2.7 Circuitos Auxiliares de Aquisição de tensões e correntes
Circuito de Aquisição de Correntes
Por consulta do catálogo de fabricante (Anexo G), as ligações efectuadas nos terminais do
transdutor de corrente foram realizadas de forma a alcançar uma corrente nominal no primário de
. Obtém-se assim, as seguintes características do transdutor:
- Número de espiras no primário, 2;
- Corrente nominal de saída (secundário),
- Relação de Transformação,
;
26
;
- Tensão de isolamento,
( entre primário e secundário).
Respeitando a gama de valores recomendada para a resistência de medição do transdutor, e
considerando os dados anteriormente referidos, esta resistência toma o valor de 180.
Circuito de Aquisição de Tensões
Na montagem do transdutor de tensão, é necessário considerar uma resistência de medição.
Esta resistência é calculada segundo os seguintes dados de catálogo (Anexo H):
- Corrente nominal no primário,
;
- Corrente nominal secundária,
;
- Relação de transformação,
- Tensão de isolamento,
;
(entre primário e secundário).
Tendo em conta os valores pretendidos para os parâmetros anteriores, dentro da gama de
valores a considerar para a resistência de medição, escolheu-se uma resistência também de
180Ω.
27
3. Circuito Impresso para o Conversor Matricial
Neste capítulo, apresentam-se os esquemáticos e as placas de circuito impresso que constituem
o Conversor Matricial. Apresentam-se ainda todas as medidas a ter em conta no desenho do
circuito impresso do conversor, nomeadamente na redução do ruído EMI (Electromagnetic
Interferences), de modo a garantir bons desempenhos do conversor.
Posteriormente, são apresentados todos os esquemas de ligações a realizar para concretização
do layout de fabrico da Placa de Circuito Impresso (PCI).
3.1. Esquema Geral da Placa de Circuito Impresso
Na figura 3.1 apresenta-se uma perspectiva geral da distribuição dos circuitos que constituem o
Conversor Matricial (CM), na placa de circuito impresso. Este esquema serve de base para o
desenho do layout da placa de circuito impresso.
A PCI é de dupla camada (1 por face da placa), de espessura 1.6mm e possui as dimensões
referidas na figura. Estas dimensões correspondem a um circuito impresso com uma área de 516
2
cm .
24.6 cm
Filtro de Entrada LC
Fases de Saída
Fases de Entrada
Circuito de Potência (Circuito de Protecção,
Filtro de Entrada, Semicondutores)
21 cm
Módulo de Potência 1
Módulo de Potência 2
Módulo de Potência 3
Circuito de Comando
(Módulo 1)
Circuito de Comando
(Módulo 2)
Circuito de Comando
(Módulo 3)
Circuito de Comando
Figura 3.1 – Esquema Geral do Conversor Matricial.
28
Com esta disposição, pretende-se compactar ao máximo as dimensões do Conversor Matricial,
sendo necessário ter cuidados adicionais na definição das pistas de ligação dos diferentes
componentes, tanto do circuito de potência como do circuito de comando.
Teve-se ainda o cuidado de dispor de forma distinta o circuito de potência e o circuito de
comando. Com isto, pretende-se proteger o circuito de comando de possíveis interferências
electromagnéticas causadas pelo processo de comutação dos semicondutores de potência.
3.2. Medidas a considerar para redução do ruído EMI
As interferências electromagnéticas são processos de transmissão de energia electromagnética
entre
circuitos eléctricos/electrónicos susceptíveis de
degradarem significativamente
o
funcionamento dos circuitos (J. Silva, 2005).
O fenómeno de EMI é bastante crítico nos conversores electrónicos comutados devido às
elevadas frequências de comutação dos seus semicondutores. Considerando-se este facto,
desenhou-se o layout do circuito impresso do Conversor Matricial tendo em consideração um
conjunto de medidas adequadas para minimizar este fenómeno e optimizar o funcionamento do
conversor. As medidas consideradas para reduzir o efeito do ruído EMI foram:
- usar condensadores de desacoplamento, para filtrar o ruído de alta frequência presente
nas pistas dos sinais de comando;
- garantir pistas o mais curtas e largas possível, as que transportem maiores valores de
corrente, de forma a reduzir as indutâncias parasitas inerentes a estas;
- afastar o circuito de potência dos circuitos de controlo;
- colocar os circuitos de comando dos semicondutores o mais próximo possível dos
semicondutores e afastá-los dos circuitos de controlo;
- usar resistências para amortecer os circuitos LC parasitas;
- usar planos de massa;
- usar linhas de alimentação diferentes para as várias zonas da PCI;
- não usar pistas com ângulos rectos.
Todas estas medidas contribuem para a melhoria da compatibilidade electromagnética do
Conversor Matricial, permitindo que os circuitos operem sem degradação do seu funcionamento.
29
3.3. Determinação da largura das pistas
A definição correcta da largura de cada pista, permite melhorar significativamente o
funcionamento do circuito, pois assim minimizam-se as indutâncias parasitas das mesmas,
contribuindo para uma redução do ruído EMI.
A largura das pistas do circuito impresso foi determinada tendo em conta a espessura da pista, o
valor da corrente que é susceptível conduzirem e a elevação de temperatura da pista ao conduzir
essa corrente.
Figura 3.2 – Diagramas para determinação das larguras das pistas do CI (extraído da norma IPCIC2221, 1998: 38)
30
Para consulta dos diagramas da figura anterior é necessário ter a noção que a espessura das
pistas de cobre pode ser dada nas seguintes unidades:
1OZ/ft2 = 305.152 g/m2 = 35m
1 OZ (onça) = 35m = 1.4mils
1 polegada = 2.54cm = 1000mils
Tabela 4 – Conversões de unidades.
Por
consulta
das
especificações
de
produção
do
fabricante
do
circuito
impresso
(http://www.circuitotal.com/pt/info.htm), considerou-se para o cálculo da largura das pistas, uma
espessura da pista em cobre de 35m.
Foi considerado ∆t = 10ºC para elevação de temperatura admitida para as pistas. Isto significa
que para uma temperatura ambiente laboratorial de 25ºC, as pistas atingirão uma temperatura de
35ºC.
Por exemplo, se quisermos calcular a largura das pistas relativas às fases de entrada ou saída
do circuito de potência, considerando que se espera ter nas fases correntes com cerca de 10 A
observando os diagramas da figura anterior verifica-se que para uma elevação de 10ºC e uma
espessura de pista de 35m, obtém-se uma largura de pista de 0,3 polegadas, ou seja, uma
largura mínima de pista de 7,63mm.
31
3.4. Determinação do espaçamento entre pistas
O espaçamento entre pistas deverá ser maximizado na mesma camada de circuito impresso,
pois quando numa mesma camada existem diferentes níveis de tensões e para além disso,
tensões alternadas, como é o caso deste trabalho, é necessário garantir um afastamento
suficiente entre as pistas de forma a minimizar a interferência electromagnética.
Tabela 5 - Níveis de afastamento entre as diversas pistas segundo diversos níveis de tensões (tabela
6-1 Electrical Conductor Spacing página 39).
O espaçamento entre as pistas do circuito impresso é determinado considerando a norma IPC2221, segundo a qual o espaçamento entre duas pistas vizinhas é determinado segundo os
níveis de tensão entre elas.
3.5. Circuito de disparo
Na figura 3.3, é apresentada o esquemático de ligações do circuito de disparo relativo a um dos
módulos de potência. No protótipo laboratorial existem três módulos de circuitos de disparo,
todos iguais ao representado na Fig. 3.3.
32
Figura 3.3 – Esquemático do circuito de disparo de um dos módulos de potência.
Em relação ao esquemático do circuito de comando existem aspectos a realçar. Por consulta do
catálogo do fabricante, colocou-se aos terminais de saída (+15V e -15V), das fontes de
alimentação comutadas:
- 1 condensador cerâmico, de capacidade 1F, com tensão nominal, no mínimo, três
vezes a tensão de saída;
- 1 condensador de tântalo, de capacidade 10F, com tensão nominal, no mínimo, uma
vez e meia a tensão de saída;
Para além disto, colocaram-se próximo dos terminais de polarização, de todos os circuitos
integrados, condensadores cerâmicos de 0.1F. Este facto deve-se à necessidade de filtrar ruído
provenientes da fonte de alimentação originados por indutâncias inerentes às pistas de
alimentação.
Por último, colocaram-se no circuito, condensadores de desacoplamento de 0,1F.
33
Figura 3.4 – Layout do circuito de comando (face superior).
Figura 3.5 – Layout do circuito de comando (face inferior).
Tendo em conta que as fontes de alimentação comutadas garantem um isolamento galvânico
entre os terminais de polarização (primário) e os terminais de potência (secundário), estas devem
34
ser dispostas na placa de circuito impresso com os terminais do primário mais próximos do
circuito de comando, enquanto os terminais do secundário deverão estar localizadas mais
próximos do circuito de potência, realizando-se assim, tal como acontece com os acopladores
ópticos, um isolamento entre o circuito de potência e de comando. Assim consegue-se filtrar
algum do ruído EMI proveniente do circuito de potência.
3.6. Circuito do filtro de entrada e circuito de protecção
Neste subcapítulo, apresentam-se os esquemáticos e respectivo layout, referente às ligações do
filtro de entrada e das fases (de entrada e saída) do Conversor Matricial. Engloba-se ainda as
ligações relativas aos circuitos de protecção nas fases do conversor.
Figura 3.6 – Esquemático das fases de entrada e saída do Conversor Matricial
35
Figura 3.7 – Esquemático do circuito do filtro de entrada com resistências de descarga, RD, e circuito de
protecção com varistores.
Uma vez que não existem disponíveis no mercado condensadores com a capacidade e tensões
nominais desejadas (capítulo 2.2.3), foi necessário recorrer à associação série de
condensadores, para obter os valores pretendidos. Por esta razão, em vez de se usarem três
condensadores de polipropileno (um entre cada duas fases) de capacidade 13F e com tensão
nominal alternada de 400VAC, foram utilizados seis condensadores de polipropileno (dois em
série entre cada duas fases) de capacidade 20uF, de tensão nominal alternada de 305V AC. Com
esta associação de condensadores obtemos uma capacidade equivalente entre fases de 10F.
Os condensadores utilizados, têm a referência B32926E3206M.
36
Figura 3.8 – Layout do circuito do filtro de entrada com resistências de descarga, RD, e circuito de
protecção com varistores.
No layout do conversor, teve-se o cuidado de colocar o filtro de entrada o mais próximo possível
dos módulos de potência, isto é, dos semicondutores de potência que constituem os
Interruptores Bidireccionais. Com esta medida, pretende-se diminuir ao máximo o comprimento
das pistas, cujas indutâncias parasitas são susceptíveis de originar sobretensões aos terminais
dos semicondutores, podendo causar a sua destruição.
Em relação aos varistores de protecção, fez-se com que estes ficassem colocados o mais
próximo possível dos semicondutores de potência, porque ao diminuir o tamanho das pistas
reduzem-se também as indutâncias parasitas, permitindo que os varistores realizem uma
protecção mais eficaz. Pela mesma razão, os diodos de zener foram colocados próximos das
portas de comando dos transístores IGBT.
37
3.7. Layout global da placa de circuito impresso
Na figura 3.9 apresenta-se o layout da placa de circuito impresso onde ficam alojados os circuitos
de disparo dos transistores IGBT (em baixo, na zona a vermelho, que representa um plano de
massa), os três módulos de potência M1, M2 e M3 com todos os semicondutores de potência (no
total 18 IGBT e 18 díodos) e os condensadores e resistências do filtro de entrada. É também
nesta placa que são ligados os varistores e díodos zener de protecção do conversor.
Figura 3.9 – Layout global da placa de circuito impresso do Conversor Matricial (dupla camada).
No anexo D, apresentam-se individualmente o layout de ambas as camadas (superior e inferior)
da placa de circuito impresso do conversor de potência.
38
4. Ensaios Laboratoriais do Conversor Matricial
Neste capítulo é apresentado o esquema relativo à montagem implementada em laboratório para
teste do Conversor Matricial. Posteriormente são apresentados os resultados experimentais
obtidos através dos testes laboratoriais do Conversor Matricial.
4.1 Introdução
Apresenta-se na figura 4.1, o esquema da montagem laboratorial utilizada para realização dos
testes ao funcionamento do conversor.
AutoTransformador
REE
Transformador
R
W
S
U
T
V
S1
Circuio de
aquisição de
tensões
...
Carga RL
S18
Circuito de Controlo
(FPGA + DSP)
Circuio de
aquisição de
correntes
Figura 4.1 – Esquema da montagem laboratorial realizada para teste do CM.
O Conversor Matricial é ligado à rede eléctrica através de um auto-transformador que, permite
variar a tensão composta aplicada ao conversor, e um transformador adicional que garante
isolamento galvânico (Fig. 4.1). Na saída do CM encontra-se ligada uma carga RL ligada em
triângulo, com L=11mH e R variável de 0Ω a 22Ω. A frequência de comutação considerada para
este teste foi de 5kHz.
4.2. Teste de validação do circuito de disparo
Teste de validação do circuito de disparo (acoplador óptico)
O acoplador óptico testado tem a referência TLP250(INV) e apresenta a seguinte configuração:
39
Figura 4.2 – Esquema genérico do circuito de disparo (extraido do datasheet do acoplador óptico
com a referência TLP250(INV) da TOSHIBA).
Para que o acoplador óptico forneça a onda desejada é necessário polarizar o LED do acoplador
com uma tensão de 5V através do pino 2, impondo no pino 3 o sinal de entrada correspondente à
comutação com a frequência desejada. Este sinal de entrada é fornecido pelo circuito de
controlo, que realiza a comutação dos semicondutores, segundo a técnica de modulação PWM
de Venturini. O sinal de entrada do acoplador óptico, fornecido pelo circuito de controlo, tem a
forma representada na figura 4.3.
Figuras 4.3 – Sinal de entrada do circuito de disparo, fornecido pelo circuito de controlo.
O sinal de entrada tem uma amplitude que varia entre 0V (sinal lógico 0) e 5V (sinal lógico 1).
Tal como se pode verificar na figura 4.4, o acoplador óptico do circuito de disparo, aplica uma
onda quadrada de amplitude
na porta de comando dos semicondutores IGBT do circuito de
potência. Esta forma de onda foi obtida colocando os terminais da ponta de prova entre a gate e
o emissor do semicondutor. A tensão de
coloca o IGBT à condução e a atensão de
coloca o IGBT ao corte.
40
Figura 4.4 – Sinal de comando imposto pelo circuito de disparo na porta de comando do
semicondutor de potência IGBT.
Figura 4.5 – Sinal de entrada (CH1) e sinal de comando (CH2).
Durante o teste do circuito de disparo, verificou-se que o sinal de entrada coloca os
semicondutores de potência ao corte quando este apresenta o valor lógico 1 e à condução
quando apresenta o valor lógico 0. Durante os testes do funcionamento global do Conversor
Matricial é necessário ter cuidado com este aspecto, pois se eventualmente o circuito de controlo
deixar de fornecer, repentinamente, sinais de entrada aos circuitos de comando, isto será visto
pelo mesmo como uma imposição do sinal lógico 0, colocando todos os semicondutores à
condução, o que dá origem a um curto-circuito entre as fases do conversor. Este problema levará
à destruição do circuito de potência do Conversor Matricial.
O problema descrito no parágrafo anterior pode ser resolvido utilizando o octal bus tranciever
inverter. Este componente tem a referência SN74ABT640 e pode ser aplicado para impor, ao
acoplador óptico, o sinal de entrada invertido. Consultando o respectivo datasheet, a função de
41
inversão de sinal é realizada colocando os inputs do integrado da seguinte maneira:
(pino 19)
a Low, ou seja, ligado a GND e DIR (pino 1) a High, ou seja, ligado a VCC.
Neste trabalho, o problema foi resolvido utilizando o octal bus non inverting, de referência
SN74LS245, sendo a inversão do sinal de entrada realizada por software, no programa de
controlo (Monteiro, 2010).
4.3. Teste de validação do circuito de aquisição das
correntes
Na figura 4.6 apresenta-se o teste realizado ao funcionamento do circuito de aquisição de
correntes, que implementa as funções de identificação do sentido das correntes de carga. As
formas de onda sinusoidais, referentes aos canais CH2 (azul) e CH3 (violeta), representam as
correntes de saída do Conversor Matricial.
Figura 4.6 – Teste do circuito de identificação do sentido e da localização das correntes de carga.
O circuito de aquisição das correntes de carga, dependendo da alternância da sinusóide, gera na
sua saída uma onda quadrada, que indica qual o sentido da corrente de carga. A alternância
positiva da onda quadrada (correspondente ao sinal lógico 1 do ponto de vista do DSP) indica
que temos correntes de carga no sentido positivo e a alternância negativa (correspondente ao
sinal lógico 0 do ponto de vista do DSP) indica que temos correntes de carga negativas.
O teste realizado ao circuito de aquisição de correntes, permitiu verificar o seu correcto
funcionamento, pois quando as tensões na carga do CM estão numa alternância positiva da
sinusóide, estamos numa alternância positiva da onda quadrada o que significa que é gerado o
sinal lógico 1 para o DSP. Em relação às alternâncias negativas das correntes na carga verifica-
42
se que corresponde às alternâncias negativas da onda quadrada, ou seja, é gerado para a FPGA
o sinal lógico 0.
4.4. Teste do funcionamento global do Conversor
Matricial
Nesta fase, são apresentados os resultados experimentais obtidos no teste do funcionamento
global do Conversor Matricial. De entre os testes realizados laboratorialmente, obtiveram-se as
formas de onda das tensões (compostas e simples) de saída e ainda a forma de onda de uma
das correntes de carga do conversor.
Na figura 4.7 está representada a tensão simples obtida numa das fases de saída do conversor.
Figura 4.7 - Tensão simples de saída.
43
Na figura 4.8, encontra-se representada a tensão composta, obtida entre duas das fases de
saída do conversor.
Figura 4.8 - Tensão composta de saída.
Na figura 4.9, está representada a corrente de carga numa das fases de saída do CM.
Figura 4.9 - Corrente de saída do Conversor Matricial.
Das figuras 4.7, 4.8 e 4.9 verifica-se que as tensões de saída do conversor são comutadas e as
correntes na carga RL são aproximadamente sinusoidais.
44
5. Conclusões e Perspectivas de Trabalho Futuro
5.1 Conclusões
Neste trabalho construiu-se e testou-se em laboratório um conversor matricial. No processo de
construção foi necessário fazer o dimensionamento dos circuitos de disparo, dos circuitos de
aquisição das tensões de entrada (rede eléctrica) e das correntes de saída (carga trifásica)
necessárias ao processo de modulação PWM e de comutação dos semicondutores. Foram ainda
dimensionados os circuitos de protecção contra sobretensões dos semicondutores de potência,
assim como do dissipador onde ficaram alojados todos os semicondutores.
Foi apresentado e dimensionado o filtro de alta frequência LC de ligação à REE, que permite
garantir conteúdos harmónicos reduzidos nas correntes.
O desenho da placa de circuito impresso teve em conta a minimização do tamanho das pistas
(para reduzir indutâncias parasitas e reduzir o tamanho do conversor), utilização de planos de
massa, minimizando o ruído EMI.
Da análise de resultados, é possível concluir que o conversor construído tem o comportamento
típico de um Conversor Matricial, comandado segundo a técnica de modulação PWM de
Venturini. As tensões de saída são comutadas e as correntes são sinusoidais.
5.2 Perspectivas de trabalho futuro
Neste trabalho, apesar de se obterem na saída do conversor as formas de onda esperadas,
estas foram obtidas abaixo do regime nominal de funcionamento do conversor. No entanto, o
trabalho realizado nesta tese de mestrado servirá para que no futuro sejam melhoradas as
metodologias de projecto e construção de novos Conversores Matriciais, permitindo a operação
com tensões e correntes mais elevadas, com a perspectiva de propor novas aplicações para
estes conversores.
Com o trabalho aqui desenvolvido é assim facilitado o desenvolvimento de conversores matriciais
com características adequadas para poderem ser ligados, por exemplo, a máquinas eléctricas,
em vez de simples cargas RL, utilizando tensões de trabalho mais elevadas. Será também
possível simular, em laboratório, sistemas de velocidade variável representativos dos sistemas
de geração eólica, baseados em geradores síncronos (GS) ou em máquinas de indução
duplamente alimentadas (MIDA). Uma outra aplicação que também pode ser desenvolvida
laboratorialmente é a utilização do Conversor Matricial em aproveitamentos solares fotovoltaicos.
45
Nestas e noutras aplicações, a utilização destes conversores directos AC/AC poderá permitir
obter sistemas de conversão com maior rendimento, menor custo, volume e peso.
46
Referências
[1]
Pinto, S., “Conversores Matriciais Trifásicos: Generalização do Comando Vectorial
Directo”,
Tese de Doutoramento, Instituto Superior Técnico, Universidade Técnica de
Lisboa, Julho de 2003;
Monteiro, J., “Conversão Matricial Trifásica no Condicionamento do Trânsito de Energia
Eléctrica”,
PhD Thesis, Insituto Superior Técnico, Universidade Técnica de Lisboa,
Julho de 2010;
[2]
[3]
Silva, J. F., “Input LC filters for Power Converters”, Sistemas de Energia em
Telecomunicações
Lecture
Notes,
https://dspace.ist.utl.pt/bitstream/2295/681499/1/input%20LC%20filters.pdf ,
TULisbon, 2010;
[4]
Cie3,
IST,
Silva, J. F., “Dispositivos Semicondutores de Potência”, Textos de Apoio de Electrónica de
Regulação e Comando, IST, Lisboa, 2009;
[5]
Menino, A.; Antunes, J., “Processamento Electricamente Não Poluente de Energia
Eléctrica:
Conversor Matricial Trifásico”, Trabalho Final de Curso, Instituto Superior
Técnico, Lisboa,
Julho 2002;
[6]
de
Silva, J. F., “Noções de Compatibilidade Electromagnética”, Textos de Apoio de Sistemas
Energia em Telecomunicações, IST, Lisboa, 2005;
[7]
Fullwood L., Neves B., Underwood R., ANSI/ IPC-2221, “Generic Standard on Printed
Board Design”, IPC-Association Connecting Electronics Industries, Illinois, 1998;
[8]
PRODUCT GUIDE (2009), “Photocouplers and Photorelays”, Toshiba;
[9]
Alesina, A.; Venturini, M; “Analysis and Design of Optimum Amplitude Nine-Switch Direct
AC/AC Converters”; IEEE Trans. On Power Electronics, Vol. 4, N.1, pp.101-112; January
1989;
[10] Huber, L.; Borojevic, D.; Burany, N.; “Analysis, Design and Implementation of the SpaceVector Modular for Forced Commutated Cycloconverters”; IEE Procedding-B Electric Power
Applications, Vol.139, N.2, pp.103-113, March 1992;
[11] Watthanasam, C., Zhang, L., Liang, D.; “Analysis and DSP-based Implementation of
Modulation
Algorithms for AC/AC Matrix Converters”, Proc. PESC’96 June 1996, Baveno,
Italy pp.1053- 1058.
Web
http://www.circuitotal.com/pt/info.htm
http://www.circuitcalculator.com/wordpress/2006/01/31/pcb-trace-width-calculator/
http://pt.farnell.com/
http://pt.rs-online.com/web/
http://www.semicon.toshiba.co.jp/eng/
http://www.yaskawa.com/site
47
Anexos
A: Lista de Componentes
Descrição do
Componente
Fabricante
Referência
Quantidade
Dissipador (0.07ºC/W)
-
-
1
DANFOSS
DP 25M1200 101502
IGBT
3
Módulo de Potência
(25A/1200V)
Condensadores de
polipropileno do filtro de
entrada (VAC = 305 V, C
= 20uF)
Resistências de
Descarga
Varistor
(VAC = 420 V, 90J)
B32926E3206M
EPCOS
6
YAGEO
(PHYCOMP)
HHV-50JT-52-1M
6
LITTELFUSE
V420LA20AP
6
VISHAY
1N4746A-TAP
18
TOSHIBA
TLP250(INV)
18
-
-
18
-
-
18
MURATA
POWER
SOLUTIONS
NMV0515SC
-
-
3
-
-
3
TEXAS
INSTUMENTS
SN74LS245N
TEXAS
INSTUMENTS
SN74ABT640N
Sockets (20 Pinos)
-
-
3
Sockets (8 Pinos)
-
-
18
Condensadores de
desacoplamento (C =
0.1uF, Vn = 50V)
-
-
36
Diodos de Zener
Drivers de Comando
(Optocouplers)
Resistências de entrada
dos drivers de Comando
(R = 390 )
Resistências de
amortecimento das
oscilações (R = 6.2 )
Fontes de Alimentação
Comutadas
Condensadores de
tântalo na saída da
fonte de alimentação
comutada (C = 10uF, Vn
= 35V)
Condensadores
cerâmicos na saída da
fonte de alimentação
comutada (C = 1uF, Vn
= 50V)
Octal Bus Transciever
Octal Bus Transciever
(Inversor)
48
6
3
3
Condensadores
cerâmicos para
alimentações dos
integrados (C = 0.1uF,
Vn = 50V)
-
-
36
Flat Cable
-
-
1
-
-
3
-
-
3
Arctic Silver
-
1
dSPACE
DS 1103
1
Xilinx
-
1
Conectores DB15
(Fêmea a 90º)
Conectores DB15
(Macho)
Cola térmica (para
instalação dos módulos
de potência no
dissipador)
Digital Signal Processor
(DSP)
Field Programmable
Gate Array (FPGA)
49
B: Datasheet do Módulo Integrado DANFOSS 1200V/25A
(Interruptores Bidireccionais)
50
C: Datasheet do Acoplador Óptico TLP250(INV)
51
D: Datasheet das Fontes de Alimentação Comutadas
NMV0515SC
52
53
E: Datasheet do Módulo Integrado (dispositivo similar
considerado no cálculo de perdas dos módulos de
potência)
54
F: Programa de cálculo dos parâmetros do filtro de
entrada
%%%%%%%%%%%%%%%%%FILTRO DE ENTRADA DO CONVERSOR
MATRICIAL%%%%%%%%%%%%%%%%%%
%
%Objectivo: DIMENSIONAMENTO DO FILTRO LC COM RESISTÊNCIA DE
AMORTECIMENTO
%
EM PARALELO COM A BOBINA
%
%Autor: Luís Colaço
%
%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%
%%%
clc
clear all
disp('DIMENSIONAMENTO DO FILTRO LC COM RESISTENCIA R DE AMORTECIMENTO EM
PARALELO');
%Gama de valores
i_min = 1;
passo_i = 1;
i_max = 28;
for i=i_min:passo_i:i_max
P(1)=600;
P(i+1) = P(i)+200;
end
Vef= 400;
Ief= 10;
%V
%A
F=10;
%F-Factor de grandeza, Zf << ZL
Qsi=0.5;
%Factor de amortecimento
fn=500;
Wn=2*pi*fn;
%Hz (frequência de corte)
%Frequência de ressonância do filtro
for i=i_min:i_max
ZL(i)=(Vef)^2/P(i);
end
fprintf('\n');
for i=i_min:i_max
Zf(i) = ZL(i)/F;
end
for i=i_min:i_max
55
R(i) = Zf(i)/(2*Qsi);
% R(i)=(ZL(i)*Zf(i))/(2*Qsi*ZL(i)-Zf(i));
end
for i=i_min:i_max
L(i) = Zf(i)/Wn;
end
for i=i_min:i_max
C(i) = 1/(Wn*Zf(i));
end
%%%%RESULTADOS%%%%%%
fprintf('DADOS:\n Vef = %gV\n Factor de amortecimento = %g\n Frequencia
de Ressonância = %gHz\n Zf<<ZL:%g vezes\n\n', Vef, Qsi, fn,F);
disp('
L
fprintf('\n');
P
ZL
Zf
R
C')
for i=i_min:passo_i:i_max
fprintf('
%2g W
%6.3f Ohm
%0.4f H
L(i), C(i));
end
%-6.2f Ohm
%6.2f Ohm
%0.6f F\n', P(i), ZL(i), Zf(i), R(i),
Output do programa para diversos valores de potência
DIMENSIONAMENTO DO FILTRO LC COM RESISTENCIA R DE AMORTECIMENTO EM
PARALELO
DADOS:
Vef = 400V
Factor de amortecimento = 0.5
Frequencia de Ressonância = 500Hz
Zf<<ZL:10 vezes
P
600 W
1000 W
1400 W
1800 W
2000 W
2200 W
2600 W
3000 W
3400 W
3800 W
4200 W
4600 W
5000 W
5400 W
5800 W
ZL
266.67 Ohm
160.00 Ohm
114.29 Ohm
88.89 Ohm
80.00 Ohm
72.73 Ohm
61.54 Ohm
53.33 Ohm
47.06 Ohm
42.11 Ohm
38.10 Ohm
34.78 Ohm
32.00 Ohm
29.63 Ohm
27.59 Ohm
Zf
26.67 Ohm
16.00 Ohm
11.43 Ohm
8.89 Ohm
8.00 Ohm
7.27 Ohm
6.15 Ohm
5.33 Ohm
4.71 Ohm
4.21 Ohm
3.81 Ohm
3.48 Ohm
3.20 Ohm
2.96 Ohm
2.76 Ohm
R
26.667 Ohm
16.000 Ohm
11.429 Ohm
8.889 Ohm
8.000 Ohm
7.273 Ohm
6.154 Ohm
5.333 Ohm
4.706 Ohm
4.211 Ohm
3.810 Ohm
3.478 Ohm
3.200 Ohm
2.963 Ohm
2.759 Ohm
56
L
0.0085 H
0.0051 H
0.0036 H
0.0028 H
0.0025 H
0.0023 H
0.0020 H
0.0017 H
0.0015 H
0.0013 H
0.0012 H
0.0011 H
0.0010 H
0.0009 H
0.0009 H
C
0.000012 F
0.000020 F
0.000028 F
0.000036 F
0.000040 F
0.000044 F
0.000052 F
0.000060 F
0.000068 F
0.000076 F
0.000084 F
0.000092 F
0.000099 F
0.000107 F
0.000115 F
G: Datasheet do Transdutor de Corrente (LA 25-NP)
57
H: Datasheet do Transdutor de Tensão (LV 25-P)
58
I: Datasheet do Varistor (V420LA20AP)
59
J: Datasheet do Díodo de Zener (1N4647A)
60
61
K: Layout do circuito impresso das camas “top layer” e “bottom layer”
K1 – Camada “top layer”
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K2 – Camada “bottom layer”
63
L: Fotografia do Conversor Matricial construído
M: Condensadores do filtro de entrada e Circuito de
Protecção
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