Modulação Senoidal Bipolar PWM Aplicada em Inversores de
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REGIS TROJAN FEROLDI Modulação senoidal bipolar PWM aplicada em inversores de frequência LONDRINA 2011 UNIVERSIDADE ESTADUAL DE LONDRINA CURSO DE GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA Modulação senoidal bipolar PWM aplicada em inversores de freqüência Trabalho de conclusão de curso submetido à Universidade Estadual de Londrina como parte dos requisitos para a obtenção do grau de Engenheiro Eletricista. REGIS TROJAN FEROLDI Londrina, outubro de 2011. Modulação senoidal bipolar PWM aplicada em inversores de freqüência Regis Trojan Feroldi ‘Este trabalho foi julgado adequado para a conclusão do curso de engenharia elétrica e aprovado em sua forma final pela Coordenação do Curso de Engenharia Elétrica da Universidade Estadual de Londrina.’ ________________________________ Prof. Dr. Carlos Henrique Gonçalves Treviso Orientador _____________________________________ Profa. Maria Bernadete de Morais França Coordenadora de TCC Banca examinadora: ___________________________________ Prof. Msc. André Luiz Batista Ferreira ____________________________________ Prof. Dr. Walter Germanovix Dedico este trabalho ao meu pai, à minha mãe e aos meus avós, que tanto batalharam e me proporcionaram todas as oportunidades. Agradecimentos Agradeço ao meu pai, à minha mãe, à minha irmã, a todos os outros familiares, à Fernanda e a todos os meus amigos, que sempre me apoiaram e me incentivaram em todo o caminho percorrido até aqui. Agradeço aos professores que contribuíram indiretamente ao longo do curso para a realização deste trabalho, ao professor orientador Treviso as orientações e o suporte dados ao longo de todo o trabalho, ao amigo Cristiano a companhia durante as alegrias e tristezas ao longo deste projeto, ao professor André os conselhos, aos técnicos Older, Luís Mathias e Luís Fernando o suporte técnico e a todas as outras pessoas que contribuíram à sua maneira para a realização deste trabalho. Resumo do trabalho de conclusão de curso apresentado à Universidade Estadual de Londrina como parte dos requisitos necessários para obtenção do grau de Engenheiro Eletricista. Modulação senoidal bipolar PWM aplicada em inversores de freqüência Regis Trojan Feroldi OUTUBRO/2011 Orientador: Carlos Henrique Gonçalves Treviso Palavras-chave: Eletrônica de potência, Modulação por largura de pulso, inversores, PWM. Este trabalho busca validar a teoria de que é possível diminuir as perdas por distorção em inversores através da escolha da técnica de modulação por largura de pulso mais adequada para cada aplicação. Para atingir esse objetivo foram desenvolvidos dois trabalhos em paralelo, um utilizando a modulação senoidal bipolar PWM e outro a modulação senoidal unipolar PWM. Ao final foi feita uma comparação de seus resultados e uma análise para determinar qual dentre as técnicas de modulação testadas é mais eficiente. Conteúdo Lista de siglas .................................................................................................................................ix Lista de figuras............................................................................................................................... x Lista de tabelas ............................................................................................................................. xii 1 Introdução ............................................................................................................................. 1 2 Revisão bibliográfica .............................................................................................................. 2 2.1 Inversores de frequência ............................................................................................... 2 2.2 A modulação PWM - Pulse Width Modulation ............................................................. 4 2.2.1 A modulação bipolar ............................................................................................. 7 2.2.2 A modulação unipolar ........................................................................................... 8 2.2.3 O índice de modulação (M) ................................................................................... 9 2.3 Filtros ............................................................................................................................. 9 2.3.1 2.4 Diodos de potência...................................................................................................... 15 2.5 Transistores de potência.............................................................................................. 16 2.5.1 2.6 2.7 Transistores MOSFET ........................................................................................... 16 Isolação das excitações da base e da porta ................................................................. 17 2.6.1 Optoacopladores ................................................................................................. 18 Proteção de dispositivos e circuitos ............................................................................ 19 2.7.1 Dissipadores ........................................................................................................ 19 2.7.2 O circuito de snubber .......................................................................................... 20 2.8 3 Filtro de saída do inversor ................................................................................... 13 Transformadores ......................................................................................................... 21 Desenvolvimento prático .................................................................................................... 25 3.1 O sistema proposto ..................................................................................................... 25 3.2 1ª etapa – Circuito de controle ................................................................................... 25 3.2.1 O gerador de onda triangular .............................................................................. 26 3.2.2 O comparador PWM............................................................................................ 27 3.2.3 O circuito de atraso ............................................................................................. 29 3.3 2ª etapa – Isolação dos pulsos PWM .......................................................................... 30 3.3.1 O drive isolador de pulso..................................................................................... 30 3.3.2 O funcionamento do drive isolador de pulsos .................................................... 31 3.3.3 Fontes Independentes ......................................................................................... 33 3.3.4 O funcionamento das fontes independentes ...................................................... 33 3.3.5 3.4 3ª etapa – Circuito de potência ................................................................................... 43 3.4.1 O inversor ............................................................................................................ 43 3.4.2 O snubber ............................................................................................................ 47 3.4.3 O filtro de saída ................................................................................................... 48 3.4.4 Dissipadores ........................................................................................................ 53 3.5 4 Projeto do transformador da fonte de alimentação ........................................... 38 A montagem ................................................................................................................ 53 Resultados e análise ............................................................................................................ 55 4.1 Protótipos .................................................................................................................... 55 4.1.1 Drive isolador de pulsos ...................................................................................... 55 4.1.2 Inversor e filtro .................................................................................................... 55 4.2 Circuito de controle e drive isolador de pulso ............................................................ 56 4.2.1 Circuito de controle ............................................................................................. 56 4.2.2 Drive isolador de pulso ........................................................................................ 59 4.3 Circuito do inversor ..................................................................................................... 61 5 Conclusões........................................................................................................................... 79 6 Referências bibliográficas .................................................................................................... 80 7 Apêndice.............................................................................................................................. 83 7.1 Projeto da placa de circuito impresso do drive isolador de pulso .............................. 83 7.2 Esquemático do circuito do drive isolador de pulso ................................................... 87 7.3 Esquemático do circuito completo .............................................................................. 88 Lista de siglas PWM – Pulse Width Modulation MOSFET – Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor FPB – Filtro Passa-Baixa FPA – Filtro Passa-Alta FPF – Filtro Passa-Faixa FRF – Filtro Rejeita-Faixa PCB – Printed Circuit Board CI – Circuito Integrado RMS – Root Mean Square CA – Corrente Alternada CC – Corrente Contínua TBJ – Transistor Bipolar de Junção ILED – Infra-red Light-Emitting Diode DC – Direct Current LED – Light-Emitting Diode SMD – Surface Mount Device AWG – American Wire Gauge DIP – Dual In-line Package Vin – Tensão de alimentação Vout – Tensão de saída fm – Frequência da modulante fp – Frequência da portadora Lista de figuras Figura 2.1 - Inversor monofásico em meia ponte .................................................................. 2 Figura 2.2 - Circuito simplificado de um inversor monofásico em ponte completa .......... 3 Figura 2.3 - Inversor com as chaves T1 e T3 conduzindo ................................................... 3 Figura 2.4 - Inversor com as chaves T2 e T4 conduzindo ................................................... 4 Figura 2.5 - Pulso quadrado e parâmetros para cálculo da razão cíclica ......................... 5 Figura 2.6 - Modulação por múltiplos pulsos a partir de uma onda quadrada.................. 5 Figura 2.7 - Modulação senoidal bipolar PWM ...................................................................... 6 Figura 2.8 - Modulação bipolar ................................................................................................. 7 Figura 2.9 - Modulação unipolar .............................................................................................. 8 Figura 2.10 - Símbolo de um FPB e sua resposta em freqüência .................................... 10 Figura 2.11 - Símbolo de um FPA e sua resposta em freqüência..................................... 11 Figura 2.12 - Símbolo de um FPF e sua resposta em freqüência .................................... 12 Figura 2.13 - Símbolo de um FRF e sua resposta em freqüência .................................... 12 Figura 2.14 - Exemplo de um FPB com um resistor e um capacitor ................................ 12 Figura 2.15 - FPB de saída para modulação bipolar .......................................................... 13 Figura 2.16 - Esquema de um transistor MOSFET ............................................................. 17 Figura 2.17 - Inversor monofásico em ponte e circuito gerador dos pulsos de controle ..................................................................................................................................................... 18 Figura 2.18 - Exemplo de um circuito optoacoplador ......................................................... 19 Figura 2.19 - Circuito do snubber .......................................................................................... 21 Figura 2.20 - Transformador com secundário aberto ......................................................... 23 Figura 2.21 - Transformador com carga no secundário ..................................................... 23 Figura 3.1 - Visão geral do circuito em diagrama de blocos.............................................. 25 Figura 3.2 - Diagrama de blocos do circuito de controle .................................................... 26 Figura 3.3 - Esquemático do circuito gerador da onda triangular ..................................... 26 Figura 3.4 - Esquemático do comparador PWM ................................................................. 28 Figura 3.5 - Circuito lógico de atraso .................................................................................... 29 Figura 3.6 - Esquemático do drive isolador de pulso .......................................................... 30 Figura 3.7 - Esquemático das quatro fontes independentes. ............................................ 34 Figura 3.8 - Caminho da corrente durante o ciclo ativo do transistor .............................. 35 Figura 3.9 - Caminho de roda livre ........................................................................................ 36 Figura 3.10 - Transformador com dois secundários ........................................................... 38 Figura 3.11 - Curva de histerese de um núcleo de ferrite .................................................. 40 Figura 3.12 - Esquemático do inversor ................................................................................. 43 Figura 3.13 - Esquemático do inversor para simulação ..................................................... 44 Figura 3.14 - Pulso PWM em M2 ........................................................................................... 45 Figura 3.15 - Pulso PWM em M1 ........................................................................................... 45 Figura 3.16 - Forma de onda da tensão de saída ............................................................... 46 Figura 3.17 - Forma de onda da corrente na saída do inversor ....................................... 46 Figura 3.18 - O circuito do snubber ....................................................................................... 47 Figura 3.19 - Configuração do filtro ....................................................................................... 49 Figura 3.20 - Esquema da montagem em bancada ............................................................ 53 Figura 4.1 - Protótipo do drive isolador de pulso ................................................................. 55 Figura 4.2 - Protótipo do inversor .......................................................................................... 56 Figura 4.3 - Triangular gerada pelo circuito utilizando o CI LM566 .................................. 56 Figura 4.4 - Triangular na entrada do comparador PWM................................................... 57 Figura 4.5 - Onda senoidal utilizada na comparação PWM .............................................. 58 Figura 4.6 - Pulsos complementares gerados pela comparação PWM........................... 58 Figura 4.7 - Cruzamento dos pulsos PWM complementares ............................................ 59 Figura 4.8 - Pulsos PWM complementares com atraso ..................................................... 59 Figura 4.9 - PWM aplicado à porta do MOSFET da fonte independente ........................ 60 Figura 4.10 - Tensão entre os terminais do transformador da fonte independente ....... 60 Figura 4.11 - Pulsos PWM obtidos na saída do drive isolador de pulso.......................... 61 Figura 4.12 - Forma da tensão de saída saturada .............................................................. 62 Figura 4.13 - Saída do inversor sem distorção para Vin = 30 V ....................................... 62 Figura 4.14 - Tensão de saída para Vin = 60 V ................................................................... 63 Figura 4.15 - Tensão de saída para Vin = 90 V ................................................................... 64 Figura 4.16 - Tensão de saída para Vin = 120 V ................................................................. 64 Figura 4.17 - Tensão de saída para Vin = 180 V ................................................................. 65 Figura 4.18 - Tensão de saída com Vin = 204 V ................................................................. 65 Figura 4.19 - Tensão de saída para fp = 100 kHz ............................................................... 67 Figura 4.20 - Tensão de saída para fp = 50 kHz ................................................................. 68 Figura 4.21 - Tensão de saída para fp = 30 kHz ................................................................. 68 Figura 4.22 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 100 kHz ........................................ 69 Figura 4.23 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 50 kHz .......................................... 70 Figura 4.24 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 30 kHz .......................................... 70 Figura 4.25 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 25 kHz .......................................... 71 Figura 4.26 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 20 kHz .......................................... 71 Figura 4.27 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 15 kHz .......................................... 72 Figura 4.28 - Tensão em cada um dos braços do inversor para usando modulação bipolar ......................................................................................................................................... 74 Figura 4.29 - Tensão em cada um dos braços do inversor para usando modulação unipolar....................................................................................................................................... 75 Figura 4.30 - Saída do inversor para modulação unipolar (fm=1kHz e fp=50kHz) ........ 75 Figura 4.31 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=100kHz) ........ 76 Figura 4.32 - Saída do inversor para modulação unipolar (fm=1kHz e fp=25kHz) ........ 76 Figura 4.33 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=50kHz) .......... 77 Figura 4.34 - Saída do inversor para modulação unipolar (fm=1kHz e fp=15kHz) ........ 77 Figura 4.35 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=30kHz) .......... 78 Figura 7.1 - Arquivo PCB do circuito de drive ...................................................................... 85 Figura 7.2 - Top layer ............................................................................................................... 86 Figura 7.3 - Bottom layer ......................................................................................................... 86 Lista de tabelas Tabela 4.1 - Variação de Vin (R=1k, fm=60Hz, fp=100kHz) .............................................. 63 Tabela 4.2 - Variação da carga resistiva (Vout-rms=110V, fm=60Hz, fp=100kHz) ......... 66 Tabela 4.3 - Carga indutiva (fm=60Hz, fp=100kHz) ............................................................ 66 Tabela 4.4 - Variação de fp (Vin=60V, fm=60Hz, R=1kΩ) .................................................. 67 Tabela 4.5 - Variação de fp (Vin=60V, fm=1kHz, R=1kΩ) .................................................. 69 1 Introdução Atualmente, com um sistema de energia elétrica consolidado - onde se utilizam uma tensão CA na transmissão, na distribuição e consequentemente nos pontos consumidores residenciais, comerciais e industriais – uma crescente preocupação com a eficiência energética e uma alta demanda de energia, torna-se cada vez mais importante o desenvolvimento dos inversores de frequência, que são equipamentos capazes de fornecer uma tensão CA a partir de uma alimentação em tensão CC. Este trabalho pretende validar a teoria de que é possível diminuir as perdas por distorção em inversores através da escolha de uma modulação PWM adequada [1]. Para obter tal resultado, foi feita uma comparação entre duas técnicas de modulação senoidal PWM, a bipolar e a unipolar. Devido à complexidade de se desenvolver as duas técnicas em um único trabalho de conclusão de curso, este trabalho desenvolveu somente a modulação senoidal bipolar PWM, enquanto que outro trabalho desenvolveu em paralelo a modulação senoidal unipolar PWM. A modulação senoidal bipolar PWM gera pulsos de largura variável, de forma que vários harmônicos podem ser eliminados devido a esta técnica de chaveamento [1]. Contudo, para uma maior qualidade do sinal senoidal de saída, ainda se faz necessário o uso de filtros na saída dos inversores. Outra característica importante desta técnica de modulação senoidal PWM é que os pares de transistores do inversor devem ter mesma frequência de chaveamento. Inversores que utilizam técnica de comutação dos pares de transistores em frequências diferentes são chamados de híbridos. Para melhor entender o conceito das técnicas de modulação e dos circuitos necessários para uma experimentação prática, foi realizada uma revisão bibliográfica dos assuntos relevantes. Posteriormente, estão expostos os circuitos utilizados no desenvolvimento do projeto assim como suas descrições de funcionamento. Por fim, os resultados obtidos são mostrados, em forma de tabelas e de gráficos, e analisados. 1 2 Revisão bibliográfica 2.1 Inversores de frequência Inversores são conversores CC-CA, ou seja, sua função consiste em converter uma tensão contínua (CC) aplicada em sua entrada em uma tensão alternada (CA) simétrica, de amplitude e freqüência desejadas em sua saída. Os inversores podem ser utilizados em muitas aplicações industriais, como por exemplo, no acionamento de máquinas CA em velocidade variável, em fontes auxiliares, em sistemas de energia ininterrupta, na geração de tensão CA em NO-BREAKS e em amplificadores de áudio. Os inversores podem ser classificados em monofásicos ou trifásicos. Os monofásicos podem ser classificados como de meia ponte ou ponte completa. A figura 2.1 expõe um inversor com configuração de meia ponte com uma carga puramente resistiva. Figura 2.1 - Inversor monofásico em meia ponte Da figura observa-se que este inversor necessita de uma fonte CC de três terminais e a tensão sobre os transistores quando estes não estão conduzindo é Vs, e não apenas Vs/2. A figura 2.2 mostra o circuito simplificado de um inversor monofásico em ponte completa, que tem como carga um motor monofásico. Nesta configuração o inversor é alimentado com uma fonte CC unipolar e a tensão em cima dos transistores quando eles não estão conduzindo é igual à da fonte, ou seja, Vin. 2 Figura 2.2 - Circuito simplificado de um inversor monofásico em ponte completa Ao chavear os pares de transistores T1 e T3 ou T2 e T4, potência da fonte se transfere para o motor. A diferença entre o chaveamento dos dois pares de transistores é que ao chavear T1 e T3 a corrente flui do ponto A para o B na figura 2.3, fazendo o rotor girar em um sentido. Ao chavear T2 e T4, a corrente fui de B para A, figura 2.4, fazendo o rotor girar em sentido contrário. Figura 2.3 - Inversor com as chaves T1 e T3 conduzindo A forma de onda da tensão CA obtida na saída de um inversor ideal é uma senoidal, mas na prática não é possível conseguir uma senoidal perfeita, sem a presença de harmônicos. Para obter inversores com saída senoidal, são necessários filtros nas saídas dos pulsos para eliminar as componentes harmônicas. Harmônicos também podem ser minimizados através de técnicas de chaveamento. Normalmente para aplicações de baixa e média potência são 3 aceitáveis tensões de onda quadrada, enquanto que para aplicações em potência elevada se faz necessário o uso de tensões de onda senoidal com baixa distorção [1]. Figura 2.4 - Inversor com as chaves T2 e T4 conduzindo É possível obter a tensão CA na saída de duas formas [1]: 1. Variando-se a amplitude da tensão CC de entrada sem variar o ganho do inversor; 2. Se a tensão de entrada não puder se controlada, varia-se o ganho do inversor através do controle modulação por largura de pulso (Pulse Width Modulation – PWM). 2.2 A modulação PWM - Pulse Width Modulation A modulação PWM baseia-se na variação da largura dos pulsos, que são gerados através da comparação de um sinal analógico com um sinal de referência, geralmente uma onda triangular ou dente-de-serra. A variação da largura de um pulso é feita variando-se o tempo em que o pulso permanece em nível alto. A relação entre o tempo em que o pulso está em nível lógico alto e o período total do pulso é chamada de razão cíclica (D), que está definida pela equação abaixo [4]: D = t(on) / T (2.1) Na equação 2.1 t(on) é o tempo em que o pulso permanece em nível alto e T é o período total do pulso, como exemplificado na figura 2.5. 4 Figura 2.5 - Pulso quadrado e parâmetros para cálculo da razão cíclica Como visto na figura 2.5, a forma de onda gerada pela modulação PWM tem somente dois estados, um nível alto e um nível baixo, assim, as chaves disparadas por esta forma de onda comutarão apenas entre esses dois estados Normalmente o sinal analógico utilizando na comparação que gera os pulsos PWM ou é uma onda quadrada ou uma onda senoidal. No caso do uso de ondas quadradas, o sinal modulado pode possuir um ou múltiplos pulsos por semiciclo, conforme a freqüência da onda quadrada. Porém, estes pulsos possuem mesma largura ou razão cíclica [1]. A figura 2.6 demonstra as características citadas dos pulsos da modulação por largura de pulsos múltiplos. Figura 2.6 - Modulação por múltiplos pulsos a partir de uma onda quadrada No caso da modulação PWM senoidal, o sinal analógico é uma onda senoidal e a largura de cada um dos pulsos do sinal modulado é variada em proporção à amplitude da onda senoidal. A vantagem da comparação com uma 5 senoidal é que o fator de distorção e os harmônicos de mais baixa ordem são reduzidos significativamente [1]. Para obter a modulação PWM senoidal normalmente são utilizados um gerador de onda triangular e um gerador de onda senoidal. Estas duas ondas são aplicadas em um dispositivo comparador, como por exemplo, um amplificador operacional, e na sua saída resultam os pulsos modulados. O sinal analógico ou modulante (onda senoidal) é aplicado na porta não-inversora do comparador, enquanto que o onda de referência ou portadora (onda triangular) entra na porta inversora. Quando o nível da onda senoidal for maior que o da onda triangular, a saída satura em +Vcc. Caso contrário a saída terá nível baixo. A figura 2.7 exemplifica esta operação. Figura 2.7 - Modulação senoidal bipolar PWM A escolha do sinal de referência é outro ponto importante, pois a forma de onda utilizada na modulação determina a quantidade de conteúdo harmônico. Sabe-se, de [4], que ondas triangulares são preferíveis às ondas dentes de serra porque sua simetria fornece menos componentes harmônicos. Existem dois tipos de esquemas para gerar a modulação PWM senoidal, a modulação bipolar e a modulação unipolar. 6 2.2.1 A modulação bipolar Este esquema apresenta saída diferencial com um braço defasado em 180º (graus) do outro, como mostra a figura 2.8. Enquanto o braço A é a própria saída do comparador o braço B passa por uma porta inversora. Com esta configuração são obtidas as formas de onda complementares que são aplicadas em cada um dos braços do inversor. A amplitude de cada um dos pulsos varia de um valor de referência 0 (zero) até ao valor +Vcc. Assim, a saída diferencial, neste caso de um inversor, apresenta dois níveis de saída, +Vcc e -Vcc, justificando o nome bipolar. A figura 2.8, retirada de [5], mostra o esquema de geração da modulação bipolar. Ao utilizar este tipo de modulação, para obter a forma de onda da tensão diferencial explicitada, as chaves do inversor devem comutar com mesma frequência. Figura 2.8 - Modulação bipolar 7 2.2.2 A modulação unipolar Na modulação unipolar a tensão diferencial de saída varia entre três níveis de tensão, 0V –Vcc e +Vcc. Para conseguir essa variação na saída do inversor, é possível usar uma chave de cada par (T1 ou T3 e T2 ou T4) mais lentas. Neste caso uma chave, por exemplo, T1, ficará conduzindo continuamente em meio ciclo e no semiciclo seguinte quem conduzirá continuamente, por exemplo, será T2. Desta forma, a frequência de comutação de T1 e T2 será a mesma da onda senoidal, enquanto que a freqüência de comutação de T3 e T4 será igual à da onda triangular de referência [5]. A figura 2.9 exemplifica a geração dos pulsos para a modulação unipolar. Comparando as figuras 2.8 e 2.9, percebe-se algumas diferenças claras entre os dois tipos de modulação. Na modulação bipolar nota-se a existência de uma saída diferencial com dois níveis de tensão e uma saída de modo comum constante. Já para a modulação unipolar a saída diferencial apresenta três níveis de tensão e a saída de modo comum é variável e também tem três níveis. Figura 2.9 - Modulação unipolar 8 2.2.3 O índice de modulação (M) De [5], define-se índice de modulação (M) como: M = Δf / fm (2.2) Na equação 2.2, Δf é a diferença entre a frequência da onda portadora (fp) e a frequência da onda modulante e fm é a frequência da onda modulante. Portanto, para se obter altos índices de modulação é necessário que a frequência da onda portadora seja elevada e maior que a frequência da modulante. Em [4], observa-se que na modulação senoidal bipolar PWM os harmônicos presentes no sinal modulado são da ordem de grandeza do índice de modulação. Portanto, para este tipo de modulação alcançar resultados satisfatórios é necessário utilizá-la com altos índices de modulação, ou seja, com altos valores de frequência para a portadora [5], o que facilita a ação dos filtros de saída. 2.3 Filtros Em vários tipos de aplicações é interessante mudar a amplitude das componentes de frequência em um sinal ou eliminar por completo algumas amplitudes de determinadas frequências. O processo que realiza essas funções chama-se filtragem. Sistemas lineares invariantes no tempo que mudam a forma do espectro são conhecidos como filtros modeladores de frequência (do inglês frequency-shaping filters) enquanto que os sistemas que são desenvolvidos para permitir a passagem sem distorção de algumas freqüências essenciais e atenuar ou eliminar outras frequências são conhecidos como filtros seletores de frequência (do inglês frequency-selective filters) [6]. Uma aplicação onde os filtros modeladores de frequência são comumente encontrados é em sistemas de áudio. Eles são utilizados para permitir ao usuário modificar as quantidades relativas da energia de baixa frequência (bass) e de alta frequência (treble). Esse tipo de filtro também é usado em sistemas de áudio de alta fidelidade, onde são chamados de equalizadores e são normalmente incluídos no circuito de pré-amplificação para compensar as características da resposta de auto-falantes [6]. 9 Os filtros seletores de frequência foram desenvolvidos para selecionar ou rejeitar determinadas faixas de frequência com acurácia. Um exemplo típico de aplicação ocorre quando os ruídos em gravações de áudio estão em uma freqüência mais elevada que a da música ou da voz, sendo possível removêlos com um filtro que selecione apenas as frequências mais baixas. Os filtros que selecionam as frequências mais baixas ou rejeitam as mais altas são conhecidos como filtros passa-baixa (FPB). A figura 2.10 mostra seu símbolo assim como o comportamento da sua resposta em frequência. Observando o gráfico da resposta em freqüência de um FPB é possível definir um conceito muito utilizado, o da frequência de corte. Na figura 2.10, percebe-se que o filtro responde até um determinado valor de frequência e que valores acima daquela frequência são rejeitados. Essa frequência que está no limite entre a região selecionada e a atenuada é conhecida como frequência de corte. Figura 2.10 - Símbolo de um FPB e sua resposta em freqüência Um filtro passa alta (FPA) apresenta uma resposta inversa ao de um FPB. Ele seleciona as frequências elevadas e atenua as mais baixas. Na figura 2.11 visualiza-se a simbologia utilizada para representá-los e as características da sua reposta em frequência. 10 Figura 2.11 - Símbolo de um FPA e sua resposta em freqüência Um filtro passa faixa (FPF), figura 2.12, seleciona uma banda de frequência e atenua as freqüências superiores e inferiores a essa banda. Neste caso existem duas frequências de corte, que definem os limites inferior e superior da seleção. O filtro rejeita faixa (FRF), figura 2.13, é semelhante ao FPF, porém um FRF atenua as frequências dentro da faixa selecionada e responde às frequências superiores e inferiores aos limites determinados. Os filtros seletores de freqüência são amplamente implementados utilizando-se de circuitos elétricos [6]. Um dos exemplos mais simples é o FPB composto de um resistor e um capacitor, como mostra a figura 2.14. Como a impedância capacitiva é inversamente proporcional à freqüência [6,8], o capacitor é visto como um curto circuito pelas altas frequências e como uma impedância infinita pelas baixas frequências, selecionando as baixas frequências. De um modo geral, filtros que são implementados com capacitores, indutores e resistores são conhecidos por filtros passivos e são assim chamados porque a faixa do sinal selecionado não sofre nenhum tipo de amplificação. Já os filtros ativos, que são comumente formados por amplificadores operacionais, selecionam a faixa de frequência desejada e ainda são capazes de amplificar o sinal filtrado [7]. 11 Figura 2.12 - Símbolo de um FPF e sua resposta em freqüência Figura 2.13 - Símbolo de um FRF e sua resposta em freqüência Figura 2.14 - Exemplo de um FPB com um resistor e um capacitor 12 2.3.1 Filtro de saída do inversor Como o princípio da modulação PWM é amostrar um sinal analógico através da variação de ton, a quantidade de harmônicas necessárias para representar o sinal de saída é grande [4]. Para tentar eliminar essas componentes indesejadas e recompor o sinal original, se faz necessário o uso de um filtro. Como o PWM é gerado a uma freqüência de pelo menos 100kHz e a freqüência do sinal desejada na saída do inversor é de 60Hz, utiliza-se um filtro do tipo passa-baixa (FPB). Normalmente, não é recomendado utilizar um filtro passa-baixa simples, formado por um indutor e um capacitor. Recomenda-se a utilização de um filtro com pelo menos dois pólos, para reduzir a emissão de radiação eletromagnética e também para evitar que o filtro produza picos excessivos de tensão [5]. Assim, a configuração de filtro utilizada, que é suficiente para a aplicação em inversores com modulação PWM bipolar, contém dois indutores e cinco capacitores e está exposta na figura 2.15. Figura 2.15 - FPB de saída para modulação bipolar Na figura, utilizando-se do teorema de Thevenin [8], observa-se que o filtro é formado por quatro capacitores que são vistos em paralelo pela carga, um capacitor em paralelo com a carga e dois indutores em série a carga. Para efeito de projeto, a frequência de corte deste filtro é determinada pela equação 2.3, de [5]: 13 Onde, da figura 2.15: L = L1 + L2; C = C1//C2//C3//C4; Observa-se que o capacitor C5 não entra no cálculo da capacitância equivalente porque a carga não o enxerga em paralelo com os demais. O valor de C5 utilizado na prática, de [5], é igual ao de C1, C2, C3 e C4. Substituindo as expressões para L e C na equação anterior, obtém-se: As expressões para L e C são obtidas aplicando o equivalente Thevenin em cima da carga. Lembrando que para fazer esta análise, a fonte de tensão deve ser considerada aterrada [8]. A função de transferência de um filtro passa-baixa é dada pela equação 2.5 enquanto que a função de transferência de um filtro de segunda ordem está expressa na equação 2.6. Comparando a equação 2.5 com a equação 2.6 encontram-se algumas equivalências, como: 14 O fator Q é muito importante porque causa uma influência determinante na resposta em frequência do filtro. Um valor de Q recomendado para se obter boas respostas utilizando filtro de Butterworth é 0,707. Devido às suas características de banda suave e resposta de fase, é recomendada a utilização de um filtro Butterworth de segunda ordem [5]. Os valores de capacitância e indutância podem ser encontrados com as fórmulas abaixo: Determinados os valores para os capacitores e para os indutores, devese determinar o valor da frequência de corte. Um valor recomendado para a frequência de corte é o de uma década a menos do que o valor da frequência de chaveamento [5]. 2.4 Diodos de potência Os diodos de potência tem funcionamento e construção similar ao dos diodos comuns, sendo constituídos de uma junção pn e possuindo dois terminais, o anodo e o catodo. Eles apresentam maior capacidade de potência, porém possuem resposta em frequência menor [1]. Dependendo das características de recuperação e das técnicas de fabricação, os diodos de potência podem ser classificados em três categorias: diodos padrão ou genéricos, diodos de recuperação rápida e diodos Schottky. Neste trabalho foram utilizados diodos de recuperação rápida e, por este motivo não serão abordados com mais detalhes os outros dois tipos existentes. Diodos de recuperação rápida apresentam um tempo de recuperação normalmente menor que 5μs. Eles são amplamente utilizados em circuitos conversores CC-CC e CC-CA, nos quais a velocidade de recuperação tem 15 sempre importância crítica [1]. Esses diodos cobrem faixas de correntes de menos de 1 A a centenas de amperes, com especificações de tensões de 50 V a aproximadamente 3000 V. 2.5 Transistores de potência Transistores de potência possuem características de entrada em condução e de corte controladas. Eles são utilizados como elementos de chaveamento e são operados na região de saturação, resultando em uma baixa queda de tensão quando está em condução [1]. Atualmente existem transistores de potência com altas velocidades de chaveamento e, por isso, são muito empregados em conversores CC-CC e CCCA. Uma característica importante destes componentes é que possuem diodos conectados em antiparalelo para fornecer fluxo bidirecional de corrente. Os transistores de potência geralmente são classificados em quatro categorias: 1. transistores bipolares de junção (TBJ’s); 2. transistores de efeito de campo de semicondutores de metal sobre óxido (do inglês metal-oxide-semiconductor field-effect transistors – MOSFET’s); 3. transistores de indução estática; 4. transistores bipolares de porta isolada. Neste trabalho foram utilizados transistores de potência do tipo MOSFET, por isso só será feita uma abordagem mais detalhada destes transistores. 2.5.1 Transistores MOSFET Ao contrário dos TBJ’s, que são controlados por corrente, um MOSFET de potência é controlado por tensão, exigindo apenas uma ínfima corrente de entrada [2]. Eles apresentam uma alta velocidade de chaveamento, com tempos de chaveamento da ordem de nanossegundos. Devido à essas características, esse componentes estão sendo amplamente utilizados em conversores de alta freqüência e baixa potência [1]. 16 Existem dois tipos de MOSFET’s, os de depleção e os de enriquecimento. Para mostrar os do tipo depleção, considera-se um MOSFET de depleção de canal n, que são formados por um substrato de silício do tipo p, com dois silícios n+ fortemente dopados para conexões de baixa resistência. Possuem três terminais, chamados de porta, dreno e fonte [1,2]. Como mostra a figura 2.16, a porta é isolada do canal por uma fina camada de óxido de silício. Figura 2.16 - Esquema de um transistor MOSFET Também é possível perceber através da figura que uma tensão é aplicada entre os terminais de porta e fonte (VGS). Se VGS for negativa, alguns elétrons na área do canal n serão repelidos e uma região de depleção será criada abaixo da camada de óxido, resultando em um canal efetivo mais estreito. Se VGS for negativo o suficiente, o canal será completamente fechado, oferecendo uma grande resistência entre o dreno e a fonte de forma que não haverá fluxo de corrente entre esses dois terminais. Se V GS for positivo, o canal torna-se mais largo e a corrente entre o dreno e a fonte aumenta devido à diminuição da resistência entre esses terminais [1,2]. 2.6 Isolação das excitações da base e da porta Para operar transistores MOSFET’s de potência como chaves, uma apropriada tensão de porta tem de ser aplicada para excitá-los de modo que saturem e tenham uma pequena queda de tensão quando estiverem conduzindo. A tensão de controle deve ser aplicada entre os terminais de porta e fonte. Os inversores, assim como os circuitos conversores de potência em 17 geral, requerem múltiplos transistores e cada um deles deve ser excitado individualmente. A figura 2.17 mostra um inversor monofásico em ponte completa e o circuito gerador dos pulsos de controle que são aplicados nas portas dos MOSFET’s. Figura 2.17 - Inversor monofásico em ponte e circuito gerador dos pulsos de controle O inversor é alimentado pela tensão CC Vs com o terminal terra T enquanto que o circuito gerador lógico está conectado ao terminal terra C. Os pulsos gerados pelo circuito lógico devem ser aplicados entre os terminais de porta e fonte dos MOSFET’s. Os MOSFET’s 2 e 4 estão com suas fontes conectadas no mesmo referencial do gerador lógico, porém os MOSFET’s 1 e 3 não estão. Para esses pulsos poderem ser aplicados nestes dois transistores, é necessário que haja uma isolação e uma interface entre o circuito lógico e os transistores de potência [1]. Para isso existem duas maneiras de se isolar os sinais de controle, que devem ser aplicados na porta, em relação ao terra, ou utilizando transformadores de pulso ou optoacopladores. Os optoacopladores são construídos em CI’s, o que os torna muito menores que os transformadores de pulso, e alguns modelos tem capacidade de operar em altas freqüências. 2.6.1 Optoacopladores Os optoacopladores combinam um diodo emissor de luz infravermelha (do inglês infra-red light-emitting diode – ILED) e um fototransistor de silício. O 18 sinal de entrada é aplicado ao ILED e a saída é obtida através do fototransistor. A figura 2.18 expõe um exemplo de optoacoplador: Figura 2.18 - Exemplo de um circuito optoacoplador Como a transmissão do sinal é feita pelo ILED e pelo fototransistor, a saída de um optoacoplador é isolada eletricamente da sua entrada. 2.7 Proteção de dispositivos e circuitos Em circuitos de potência, como em conversores CC-CC e em inversores, é normal ocorrerem tensões transitórias, que são causadas principalmente pelo chaveamento em alta freqüência na presença de indutâncias [4]. Mesmo em circuitos detalhadamente projetados, as condições de curto circuito podem ocorrer, causando um fluxo excessivo de corrente através dos componentes. A operação confiável de conversores requer a certeza de que todos os tempos e condições do circuito não excedam às especificações de potência dos dispositivos, necessitando de proteção contra sobretensões, sobrecorrentes e sobre aquecimento. 2.7.1 Dissipadores Devido às perdas de chaveamento e durante o período de condução, é gerado calor dentro do dispositivo de potência [1]. Esse calor deve ser transferido do dispositivo para manter a temperatura de operação deles dentro de uma faixa especificada. Em um resfriamento médio, o calor tem de fluir do dispositivo para o encapsulamento e depois do encapsulamento para um dissipador de calor. 19 Uma ampla variedade de dissipadores de alumínio está disponível comercialmente e eles utilizam paletas de resfriamento para aumentar a capacidade de transferência do calor. A área de contato entre o dispositivo e o dissipador é muito importante para minimizar a resistência térmica entre o encapsulamento e o dissipador. As superfícies devem ser chatas, lisas e livres de sujeira, corrosão e oxidações. Normalmente são aplicadas pastas de silicone para melhorar a capacidade de transferência de calor e para diminuir a formação de óxidos e corrosões. 2.7.2 O circuito de snubber Os snubbers são implementados para amortecer as oscilações de alta freqüência geradas durante os processos de comutação em circuitos de potência, como em conversores CC-CC ou CC-CA. Essas oscilações são geradas devido às indutâncias parasitas e às capacitâncias intrínsecas existentes nos semicondutores e nas trilhas [4]. Na prática, os snubbers servem para evitar picos elevados de tensão, que são causados pelas oscilações em alta freqüência, nos semicondutores, evitando uma possível queima dos mesmos. Recomenda-se, portanto, o uso de snubbers em todos os semicondutores em circuitos de potência [4]. Como os snubbers dissipam uma potência baixa e utilizam poucos componentes com tamanho reduzido, sua implementação na placa de circuito impresso não acarreta em grande ocupação de espaço, possibilitando sua montagem ser bem próxima ao componente semicondutor. Para dimensionar os componentes do snubber, primeiro determina-se a potência (P) a ser dissipada no resistor. A partir deste valor e do valor máximo de tensão aplicado sobre o MOSFET (Vmáx), é possível determinar o valor da resistência do snubber (Rsnubber): O dimensionamento do capacitor é feito considerando um fator de descarga do capacitor de 90%: 20 Isolando C, encontra-se: Onde: ; R é o valor da resistência do snubber; C é o valor da capacitância do snubber; t é o tempo necessário para o capacitor descarregar até atingir 90% da carga inicial. Com essas equações e com o tempo de carga e descarga do capacitor sendo determinados em função da freqüência de operação do inversor, é possível projetar o circuito de snubber, que está representado na figura 2.19. Figura 2.19 - Circuito do snubber 2.8 Transformadores Um transformador é formado por dois ou mais enrolamentos acoplados por um fluxo magnético. Se um desses enrolamentos, o primário, é conectado em uma fonte de tensão alternada, um fluxo alternado será produzido e sua amplitude dependerá da tensão aplicada, da freqüência desta tensão e do número de espiras. O fluxo mútuo também estará vinculado ao outro enrolamento, o secundário, onde induzirá uma tensão cujo valor dependerá do 21 número de espiras no secundário, da magnitude do fluxo mútuo e da freqüência [3]. A essência do funcionamento de um transformador requer apenas a existência de um fluxo mútuo variante no tempo interligando dois enrolamentos. Este processo poderia ocorrer através de um acoplamento através do ar, mas o acoplamento entre os enrolamentos é mais efetivo usando um núcleo de ferro ou outro material ferromagnético porque o fluxo fica confinado em uma trajetória definida e com alta permeabilidade que conecta os dois enrolamentos. O núcleo de pequenos transformadores usados em circuitos de comunicação com alta freqüência e baixo nível de energia é feito de compressas de materiais ferromagnéticos, também conhecidos como ferrite. Da condição sem carga, ou com o secundário aberto, figura 2.20, de um transformador deduz-se a equação para a força eletro motriz induzida no enrolamento primário. Nesta configuração, uma pequena corrente, chamada de corrente de excitação, flui através do primário e estabelece um fluxo alternado no circuito magnético, que, por sua vez, induz uma força eletro motriz e 1 igual à [3]: Onde: λ1 é o fluxo acoplado no enrolamento primário; φ é o fluxo através do núcleo, que acopla ambos enrolamentos; N1 é o número de espiras no enrolamento primário. 22 Figura 2.20 - Transformador com secundário aberto Para a análise da condição com carga, figura 2.21, considera-se as características de um transformador ideal. Em um transformador ideal as resistências dos enrolamentos são desprezíveis, não há dispersão do fluxo, isto é, todo fluxo está confinado no núcleo, não existem perdas de energia no núcleo e a permeabilidade do núcleo é tão alta que uma mínima força magneto motriz é necessária para estabelecer o fluxo [3]. Figura 2.21 - Transformador com carga no secundário Considerando essas definições, pode-se afirmar que uma tensão aplicada nos terminais de primário é igual à força eletro motriz induzida pelo fluxo mútuo. Também pode ser dito que a tensão induzida no enrolamento secundário é igual à tensão medida nos seus terminais. Matematicamente, de [3]: 23 Das equações 2.16 e 2.17, é possível encontrar que: Em um transformador ideal, pode-se afirmar que a potência instantânea aplicada no primário é igual à potência instantânea de saída no secundário [3]. Assim: Então, a tensão é transformada com uma proporção direta ao número de espiras em seus enrolamentos, enquanto que a corrente é transformada com uma proporção inversa ao número de espiras dos enrolamentos. Transformadores também são usados para transferir impedâncias, assim como tensão e corrente, de um enrolamento para o outro. A equação 2.21, usada para referir impedâncias, mostra que elas são transformadas na proporção do quadrado da relação do número de espiras. 24 3 Desenvolvimento prático 3.1 O sistema proposto Para facilitar o entendimento do trabalho como um todo, ele foi dividido em três partes, onde cada uma tem uma função diferente. O diagrama de blocos abaixo mostra cada uma delas. Circuito de controle Isolação dos pulsos PWM Circuito de potência Figura 3.1 - Visão geral do circuito em diagrama de blocos A primeira etapa consiste da modulação PWM senoidal do tipo bipolar. Estão presentes aqui o circuito que gera a onda triangular e o circuito que faz a comparação entre as ondas triangular e senoidal. A segunda etapa funciona basicamente como uma interface entre o circuito gerador dos pulsos PWM e o circuito de potência e será mais bem detalhada, assim como as outras duas etapas, posteriormente. A terceira e última etapa abrange o circuito de potência. Nela estão incluídos o circuito do inversor e os seus circuitos auxiliares como filtro e snubber. 3.2 1ª etapa – Circuito de controle A etapa onde é implementada a modulação bipolar senoidal PWM consiste de três circuitos distintos, que são o circuito gerador da onda triangular, o circuito comparador PWM e um circuito de atraso que garante que os pulsos complementares estejam atrasados o suficiente para não conduzirem simultaneamente os dois MOSFET’s do mesmo braço. 25 Gerador da triangular Comparador PWM Circuito de atraso Figura 3.2 - Diagrama de blocos do circuito de controle 3.2.1 O gerador de onda triangular O circuito utilizado foi implementado utilizando o CI LM566, que é um gerador de funções (onda quadrada e triangular), e seu esquemático está exposto na figura 3.3. V1 12Vdc R1 22k SET = 0.5 0 6V C1 47p U1 5 6 7 MOD TRES TCAP SQWOUT TRWOUT 3 4 C4 3 47u LM566C C2 2.2n 2 TRIANG + 1 - OUTPAD 11 R2 10k SET = 0.5 U2A TL074A 4 C3 5.6n R3 100k 0 0 Figura 3.3 - Esquemático do circuito gerador da onda triangular Neste trabalho foi utilizada somente a onda triangular proveniente deste circuito (porta quatro) e sua frequência foi estabelecida como 100 kHz, que é a frequência de chaveamento definida para os MOSFET’s do inversor. Para obtêla, utiliza-se a relação abaixo [9]: Onde: V+ é tensão de alimentação do CI; V5 é a tensão aplicada na porta cinco do CI; 26 R0 é o resistor de tempo (do inglês timing resistor), usado para determinar a frequência das ondas; C0 é o capacitor de tempo (do inglês timing capacitor), usado para determinar a frequência das ondas; Para obter a frequência de 100 kHz usou-se um trimpot de 10kΩ (R2) para R0, possibilitando um ajuste de frequência conforme a variação da resistência. Outro parâmetro de ajuste da frequência é V 5 e para controlá-la usou-se um divisor de tensão entre a alimentação e a porta cinco usando um potenciômetro (R1). Como será mostrado adiante, o CI utilizado como comparador é um LM318, que deve ser alimentado preferencialmente por uma tensão simétrica [11], ou seja, +Vcc e –Vcc. Neste trabalho o LM318 foi alimentado por uma tensão assimétrica para reduzir o número de fontes utilizadas. Assim, na porta destinada para +Vcc foi aplicada uma tensão de 12 V enquanto que a porta -Vcc foi conectada no referencial terra (0 V). Para simularmos uma configuração de simetria, na saída da onda triangular, porta quatro, colocou-se um capacitor para filtrar o nível DC do sinal gerado pelo LM566 e em seguida adicionou-se um nível DC de 6 V. Por fim, a onda triangular já deslocada de 6 V foi aplicada em um seguidor de tensão e sua saída conectada ao circuito comparador. 3.2.2 O comparador PWM Para gerar o pulso PWM foi feita a comparação da onda triangular, gerada no circuito com o CI LM566, com uma onda senoidal em 60 Hz de um gerador de funções de bancada. A figura 3.4 mostra o esquemático do circuito implementado para este fim. Na entrada TRIANG é conectada a saída do circuito gerador da onda triangular. O amplificador operacional U16B, um TL074, é utilizado para condicionar a onda triangular de modo que possamos ajustá-la para obtenção da melhor comparação com a onda senoidal. Para isso utilizam-se os potenciômetros R35 e R34. 27 R35 10k 12V 12V 0 TRIANG R33 6 3.3k INPAD U16B TL074A 4 5 + R11 1k 3 - R10 10K 11 R34 10k 2 R30 1k 0 U17 LM318 7 5 7 PAD1 + 6 - OUTPAD 4 8 1 0 0 12V 12V R31 1k 6V C13 47u R36 100k 4 3 + 2 - V6 VOFF = VAMPL = FREQ = 60Hz U16A TL074A 1 2 R32 1k PAD2 + 6 - OUTPAD 4 8 1 11 0 U18 LM318 7 5 3 0 0 Figura 3.4 - Esquemático do comparador PWM Através do potenciômetro R34 é possível ajustar o ganho do estágio amplificador, variando os valores da tensão de pico a pico da onda triangular na saída. O potenciômetro R35 ajusta o nível DC da triangular na saída ao variar sua resistência entre a alimentação e a porta não inversora do amplificador operacional. A onda senoidal também é deslocada de 6 V para poder ser comparada com a onda triangular e seus ajustes de amplitude e frequência são alterados diretamente no gerador de funções. Os amplificadores operacionais U17 e U18, ambos são LM318, são responsáveis pela comparação entre as duas ondas, triangular e senoidal, que gera o pulso PWM. Para gerar os pulsos complementares que serão aplicados às chaves do inversor, cada LM318 faz uma comparação diferente. Enquanto um recebe a triangular na sua porta inversora, o outro a recebe na sua porta não-inversora. O mesmo procedimento se repete para a onda senoidal. Desta forma, as duas saídas, PAD1 e PAD2, já estão defasadas de 180º uma em relação à outra. 28 3.2.3 O circuito de atraso Antes dos pulsos serem aplicados no drive e consequentemente nos transistores do inversor, é necessário garantir que os dois MOSFET’s do mesmo braço não conduzam simultaneamente, pois isso causaria um curto circuito na fonte de alimentação do inversor, levando a uma sobrecorrente que pode danificar os componentes do inversor, principalmente os MOSFET’s. Para evitar este problema foi implementado um circuito lógico, que está localizado entre a saída do comparador e o drive isolador de pulsos. Seu esquemático é apresentado na figura 3.5. U15A 4081 PAD1 1 PWM1 3 INPAD 2 OUTPAD R28 10k C11 4049 U14A 2 0 1 47p C12 R29 10k 0 4049 U14B 4 3 47p U15B 4081 4 PAD2 PWM2 6 5 OUTPAD INPAD Figura 3.5 - Circuito lógico de atraso Para entender melhor o funcionamento deste circuito considera-se a situação em que a entrada PAD1 receba um sinal de nível lógico baixo. Assim, a saída da porta AND U15A (HEF4081B) também receberá nível lógico baixo, o que, ao passar pela porta inversora, ativa a multiplicação da porta AND U15B (HEF4081B). Percebe-se que a multiplicação em uma porta só é ativada quando o pulso PWM aplicado à outra está em nível baixo, garantindo que os pulsos complementares não estejam em nível lógico alto ao mesmo tempo, o que teoricamente sanaria os problemas mencionados. Porém, a resposta dos transistores MOSFET’s é mais lenta e mesmo assim eles ainda podem conduzir simultaneamente. Para resolver isto, foi 29 colocado um circuito RC (capacitores C11 e C12, potenciômetros R28 e R29) na saída das portas inversoras U14A e U14B (HEF4049B). A constante de tempo no carregamento do capacitor varia conforme os valores de resistência e capacitância utilizados. Usando um potenciômetro torna-se então possível ajustar o atraso de um pulso com relação ao outro através da variação da resistência e calibrar um melhor ponto para o funcionamento do inversor quando a corrente fornecida pela fonte e exigida pelo mesmo seja a menor possível. Ao atender às condições impostas, as saídas PWM1 e PWM2, que são complementares, podem ser aplicadas às entradas do drive isolador de pulsos e suas saídas podem ser conectadas aos gates dos MOSFET’s do inversor. 3.3 2ª etapa – Isolação dos pulsos PWM 3.3.1 O drive isolador de pulso Para o acionamento correto das chaves do inversor não se deve aplicar diretamente os pulsos PWM nos gates dos MOSFET’s. É necessário fazer um condicionamento desses pulsos antes de utilizá-los para adequar seu nível de tensão de acordo com os limites aceitos pelas chaves do inversor. O circuito utilizado para fazer este tratamento dos pulsos PWM utiliza optoacopladores e será referenciado neste trabalho como drive isolador de pulso. Seu esquemático encontra-se na figura 3.6. Figura 3.6 - Esquemático do drive isolador de pulso 30 O circuito do drive isolador de pulso atua como uma interface entre o circuito de potência e o circuito de controle. Além de fazer o tratamento do sinal PWM para que ele possa ser aplicado com uma amplitude apropriada à suportada pelos gates dos transistores, ele faz o isolamento dos pulsos para que cada MOSFET do inversor tenha um referencial independente, permitindo que eles sejam disparados individualmente. 3.3.2 O funcionamento do drive isolador de pulsos O primeiro estágio deste circuito consiste de um acoplador óptico ou optoacoplador, que neste caso foi escolhido o circuito integrado (CI) 6N137 devido à alta velocidade de resposta dos seus fotodiodos, o que evita a deformação da onda de saída para altas freqüências de trabalho. O 6N137 recebe o sinal proveniente da primeira etapa, circuito de controle, em sua entrada (porta 2). Internamente o CI possui um diodo emissor de luz (LED) e um fotodiodo [14]. O fotodiodo é sensível à luz, ou seja, quando o LED está conduzindo ele emite uma luz que, detectada pelo fotodiodo o faz conduzir também. Como o acionamento do fotodiodo é feito através da sua sensibilidade à luz e não através de uma ligação elétrica e a alimentação do 6N137 é feita por uma fonte com referencial terra independente, pode-se afirmar que sua saída está isolada eletricamente da sua entrada. Outro ponto importante para o entendimento deste circuito são os diodos zener. O diodo zener (Z5) conectado à porta 8 do 6N137 possui tensão de polarização reversa de 5,1V e serve para limitar a tensão de alimentação do CI neste valor, já que o mesmo não aceita valores superiores de tensão. Os outros dois diodos zener, Z6 e Z7, conectados às portas 6 e 5 respectivamente, alteram as tensões de referência da saída do opto acoplador. Analisando internamente o CI 6N137, verifica-se que quando o transistor intrínseco ao CI conduz, o pino de saída (pino 6) recebe a tensão de polarização reversa do diodo zener Z7, que é de 3,6V. Quando este mesmo transistor não está conduzindo, a tensão forçada na saída do CI é a soma das tensões de polarização reversa dos diodos zener Z6 e Z7. Sendo o valor desta tensão para Z6 de 6,8V, a amplitude na saída é de 10,4V (3,6V + 6,8V). Sem os diodos zener, a tensão de saída variaria entre 0V e 5V, e, com eles, ela varia de 3,6V a 31 10,4V. Este incremento dos valores de saída ajuda na excitação do CI CD4049 [15, 16]. Dentro do opto acoplador, em série com o fotodiodo, existe uma porta inversora que defasa o sinal de entrada em 180º. Por isso foi necessário implementar um estágio inversor depois do optoacoplador. Assim, ao defasar novamente a onda em 180º, ela voltará a ficar em fase com o pulso de entrada. Este estágio inversor foi implementado utilizando o CI CD4049A (SMD) porque ele possui em seu interior seis portas inversoras, e, ao conectá-las em paralelo, a corrente que passa em cada inversora é reduzida. O último estágio do drive isolador de pulso consiste de dois transistores bipolares, um NPN e outro PNP, que estão conectados com seus emissores em comum. O BC337 (NPN) tem seu coletor conectado à fonte de alimentação (Vcc) enquanto que o BC327 (PNP) tem seu coletor conectado ao referencial terra. Desta forma, quando o pulso PWM é aplicado na base destes transistores, que também estão ligadas em comum, eles irão atuar como um amplificador. Durante o ciclo ativo do pulso, o transistor NPN conduz enquanto que o transistor PNP está aberto, fazendo com que a tensão de saída seja Vcc. Durante o outro período do pulso, o transistor PNP conduz e o NPN abre, jogando a tensão de referência na saída. Para garantir que a parte negativa do pulso PWM na saída seja interpretada como nível lógico baixo, foi colocado um capacitor em paralelo com o diodo zener Z7, de 3,6V, e, este capacitor foi conectado ao pino negativo da tensão de saída. Assim, quando o transistor PNP conduz e o pino positivo da saída recebe o valor da tensão de referência (terra), a diferença de potencial entre os terminais da saída será negativa, pois estaremos tomando a diferença entre a tensão de referência e a tensão do capacitor, que está fixada em 3,6V. Este artifício não influenciará o reconhecimento do nível lógico alto durante o ciclo ativo do pulso, pois como o valor de Vcc é de aproximadamente 15V, a diferença de potencial na saída será a subtração de 3,6V dos 15V, resultando em um valor ainda suficientemente positivo. A saída do drive isolador de pulso é conectada em uma das chaves do inversor. Como o inversor possui quatro chaves, são necessários quatro 32 circuitos idênticos ao apresentado acima, um para acionar cada uma das chaves do inversor. 3.3.3 Fontes Independentes Para alimentar o circuito do drive isolador de pulsos se faz necessário o uso de fontes independentes, pois cada drive deverá ter sua referência de terra isolada da referência dos outros drives. Como serão utilizados quatro circuitos de drive, um para cada chave do inversor, serão necessárias quatro fontes isoladas, uma para cada drive isolador de pulso. A figura 3.7 mostra o esquemático das quatro fontes. É possível perceber, na figura 3.7, a presença de dois transformadores com o primário em paralelo, sendo que cada um deles apresenta um enrolamento primário e dois enrolamentos de secundário. Considerando uma das principais características dos transformadores, que tem seus enrolamentos isolados eletricamente, obtêm-se as quatro fontes isoladas a partir dos quatro enrolamentos secundários. 3.3.4 O funcionamento das fontes independentes O circuito da fonte é alimentado por uma tensão de 12 volts e em paralelo com a tensão de entrada foi colocado um capacitor para mantê-la constante, ou seja, para tentar minimizar as variações de tensão no barramento. Esta tensão de 12 volts alimenta o amplificador operacional e os transformadores, além de fornecer tensão para o divisor de tensão conectado à porta três do amplificador operacional. O amplificador operacional CA3140 gera a forma de onda que será aplicada à porta do MOSFET IRF540 através da comparação de uma onda triangular com um nível DC obtido através do divisor de tensão formado pelo resistor R4 e o trimpot TRIMP1. O MOSFET IRF540 é o responsável pela transferência de potência do circuito. Como o nível DC está aplicado na porta não-inversora do amplificador operacional e a onda triangular na porta inversora, temos que o ciclo ativo do transistor ocorre quando, na comparação, o nível DC for maior que o nível de tensão da onda triangular. 33 Figura 3.7 - Esquemático das quatro fontes independentes. Em cada um dos secundários dos transformadores, é conectado um capacitor em paralelo para manter o nível de tensão da fonte constante. Também é conectado um diodo, entre o enrolamento secundário e o capacitor, para determinar o sentido da transferência de energia, não permitindo, por qualquer motivo, que a tensão do capacitor seja descarregada de volta no enrolamento secundário do transformador. Na situação de ciclo ativo do transistor, onde ele está conduzindo, uma corrente flui da fonte de alimentação (12 volts) para o terra, passando pelo enrolamento primário dos transformadores. Este caminho está representado pela linha vermelha na figura 3.8. A corrente percorre esse caminho devido ao diodo D1, que está polarizado reversamente, obrigando a corrente a passar pelo enrolamento primário dos transformadores. Desta forma, a tensão dos enrolamentos primários assume o valor dos 12 volts da fonte e a corrente que circula no primário provoca a indução de uma tensão nos secundários dos transformadores, que polariza diretamente os diodos D2, D3, D4 e D5, que por sua vez conduzem e carregam os capacitores C2, C4, C6 e C9. São estes 34 capacitores que suprem a potência da carga, ou neste caso, alimentam o circuito drive isolador de pulso. Figura 3.8 - Caminho da corrente durante o ciclo ativo do transistor No caso de o nível DC ser menor que o nível de tensão da onda triangular, o amplificador operacional aplica tensão zero em sua saída (porta seis) e o transistor IRF540 entra em estado de corte, ou seja, ele não conduz. Mesmo com o transistor cortado, a corrente de magnetização do núcleo ainda precisa circular, e ela o faz através da roda livre, figura 3.9, formada pelo diodo D1. Ao continuar circulando, esta corrente polariza reversamente Z1, de forma que o sentido da tensão nos enrolamentos primários inverta e ela assuma o valor de tensão dado pela expressão abaixo: Onde: Vprim é o valor da tensão nos enrolamentos primários; VZ é o valor da tensão de polarização reversa do diodo zener Z1; VD1 é o valor da tensão de polarização direta do diodo D1. 35 Pela equação 3.2, constata-se que o sentido da tensão sobre os enrolamentos primários é o inverso do sentido da tensão durante o ciclo ativo e tem valor aproximadamente igual ao do diodo zener Z1. Com esta tensão com sentido contrário aplicada, a variação da corrente que flui pelos enrolamentos primários também é negativa, causando assim a diminuição do valor desta corrente até zero. Durante este período de corte do transistor, os diodos nos secundários são polarizados reversamente e não conduzem. É válido lembrar que durante o ciclo ativo do transistor ocorre a magnetização do núcleo e durante o período de corte ocorre a desmagnetização do núcleo. E, para que não ocorra a saturação do núcleo, a energia de desmagnetização deve ser igual à energia acumulada durante a magnetização. Assim, tem-se que: Figura 3.9 - Caminho de roda livre Sabe-se que a energia é a potência aplicada em um determinado período de tempo e que a potência é dada pela multiplicação entre tensão e corrente, tornando a equação 3.3 igual à: 36 Onde: Vmag é a tensão de magnetização; Imag é a corrente de magnetização; tmag é o tempo de magnetização; Vdmag é a tensão de desmagnetização; Idmag é a corrente de desmagnetização; tdmag é o tempo de desmagnetização. Escrevendo a equação 3.3 em função das correntes e indutâncias de magnetização e de desmagnetização, tem-se que: Como as indutâncias para a magnetização e a desmagnetização são iguais à indutância do primário dos transformadores, para a equação 3.5 ser verdadeira as correntes de magnetização e desmagnetização também devem ser iguais. Pode-se afirmar também que a corrente em um indutor não possui descontinuidade [4]. Assim, considerando que a corrente de magnetização seja igual à corrente de desmagnetização, a equação 3.4 se resume a: Outro conceito conhecido, de [4], é que: Substituindo tmag e tdmag na equação 3.6, obtém-se que: E, por fim, ao isolar Dmax, percebe-se que o valor do ciclo ativo máximo (razão cíclica máxima) depende dos valores das tensões de magnetização e desmagnetização, ou seja, está ligado diretamente ao valor do diodo zener Z1, 37 pois a tensão de magnetização será sempre constante e com valor de 12 volts. Substituindo os valores utilizados neste projeto, que são de 12 V para Vmag e 20 V para Vdmag (valor da tensão de polarização reversa do diodo zener Z1), encontra-se que: Para esses parâmetros de tensão, conclui-se que para haver a total desmagnetização do núcleo o tempo do ciclo ativo do transistor deve ser no máximo 62,5% do período. 3.3.5 Projeto do transformador da fonte de alimentação O transformador utilizado na fonte possui um enrolamento primário e dois enrolamentos secundários, como mostra a figura 3.10. Figura 3.10 - Transformador com dois secundários Este transformador foi projetado para alimentar o circuito do drive isolador de pulso, sendo alimentado por uma fonte externa com 12 volts em seu enrolamento primário. Levando em consideração as perdas existentes, os enrolamentos secundários foram projetados para uma tensão de 15 volts. Com essas informações, mais alguns dados sobre as condições de trabalho e os 38 parâmetros físicos do núcleo utilizado, é possível dimensionar este transformador. Dados necessários para o projeto: Adotou-se fs = 20kHz e Dmáx = 0,45 O projeto foi feito baseando-se em um núcleo EE 25/10/5, que era o disponível no momento. Este núcleo possui as seguintes características construtivas [22] : Ap = 0,48 cm4 Le = 4,28 cm ou 43 mm Ae = 0,312 cm2 ou 31,00mm² Al = 1300 nH/esp2 Onde: Al é o fator de indutância do núcleo e geralmente é fornecido pelos fabricantes; Ae é a área efetiva do núcleo, ou seja, a área pela qual flui o campo magnético; Le é o caminho magnético efetivo do núcleo; Ap é um fator físico do núcleo que é dado pela multiplicação da área efetiva (Ae) com a área de janela (Aj), que é á área disponível para os enrolamentos, ou seja, o espaço onde os fios são enrolados. O dimensionamento do transformador: Utilizando a fórmula abaixo, calcula-se a energia armazenada no núcleo, de [4]: 39 Onde Bmáx deve ser um valor de densidade do campo magnético que mantenha a permeabilidade constante em condições de variações de temperatura e com campo magnético Hmáx aplicado. Analisando a curva de histerese de um núcleo de ferrite, como a da figura 3.11, e supondo que o núcleo sofrerá uma temperatura máxima de 100ºC, o Bmáx utilizável gira em torno de 250mT. Considerando um núcleo com entreferro, este valor tende a ser um pouco mais alto devido à inclinação da curva de magnetização. Conforme a literatura [4], um valor típico de Bmáx que pode ser utilizado é de 300mT. Figura 3.11 - Curva de histerese de um núcleo de ferrite Desta forma, aplicando os valores na equação 3.12, encontra-se o valor de Em: 40 Sabendo que a freqüência de trabalho é de 20kHz, sabe-se que o período total de um ciclo é o inverso da frequencia de trabalho, ou seja: Levando em consideração um Dmáx de 0,45: O próximo passo é calcular a indutância de um enrolamento do transformador. Parte-se do pressuposto de que a energia armazenada no núcleo (Em) seja igual à energia armazenada pelo indutor, de [4]: Sabe-se que: Ou também que: Substituindo a equação 3.15 na equação 3.13 e isolando a variável L, encontra-se: Onde: V é o valor da tensão no enrolamento; t é o tempo no qual o enrolamento estará submetido à tensão V, ou seja, é o tempo tON. Considerando que o enrolamento primário do transformador é alimentado por uma tensão de 12 volts e que t ON já foi determinado e vale 22,5 , tem-se: 41 Conhecendo o valor da indutância, é possível determinar o número de espiras necessárias através da seguinte equação: ou (3.17) Substituindo os valores de L e AL, encontra-se que: Ou, segundo [4], também é possível determinar o valor de espiras do enrolamento primário do transformador a partir da fórmula abaixo: Para calcular o número de espiras do secundário, utiliza-se a relação de tensão entre primário e secundário, já conhecida: Como os dois secundários são idênticos, ambos possuem 36,25 espiras. Para determinar o diâmetro do fio de cobre a ser utilizado, buscou-se conhecer a grandeza do maior valor de corrente que circulará pelos enrolamentos, e que neste caso será a corrente do primário. Assim, pela equação 3.15: Considerando que esta corrente não é elevada e não circulará constantemente pelos enrolamentos, além do fato do núcleo usado ser relativamente pequeno para o número de espiras a serem enroladas, adotou-se um fio de cobre de bitola 23 AWG, que suporta correntes de até 0,73 A. 42 3.4 3ª etapa – Circuito de potência 3.4.1 O inversor O inversor utilizado neste trabalho foi projetado para fornecer em sua saída uma tensão CA senoidal de 110 V RMS com freqüência de 60 Hz e para alimentar uma carga com potência máxima de 500 W. A tipologia utilizada foi a do inversor em ponte completa, que possui quatro MOSFET’s dispostos em dois braços, como mostra a figura 3.12. Os MOSFET’s utilizados são do tipo IRF840, pois cada um suporta uma tensão de até 500 V e uma corrente de até 8 A [23]. Figura 3.12 - Esquemático do inversor No esquemático apresentado já estão incluídos o filtro de saída e o snubber, que são circuitos auxiliares ao inversor e que servem, respectivamente, para filtrar as harmônicas de alta frequência geradas pelo chaveamento dos MOSFET’s e para proteger os mesmos contra bruscas variações de tensão e corrente que podem ser geradas pelas oscilações em alta freqüência e podem levar os componentes à queima [1]. Nos conectores G1, G2, G3 e G4 são aplicados os pulsos PWM provenientes das saídas do drive isolador de pulsos. Os conectores G2 e G4 recebem os pulsos complementares de G1 e G3. Para alcançar uma saída alternada com tensão de 110 V RMS é preciso alimentar o circuito com uma tensão contínua de aproximadamente 200 V. Este 43 valor foi encontrado considerando-se o valor de pico da tensão CA mais 30% para compensar as perdas. Onde: é a tensão de alimentação do inversor; A carga, que pode ser puramente resistiva ou indutiva, é conectada no conector de saída. Para melhor demonstrar o comportamento do inversor, foi feita uma simulação no ORCAD para uma carga RL e, foram encontradas as formas de onda da corrente e tensão de saída assim como os pulsos PWM aplicados na porta dos MOSFET’s. O esquemático usado está na figura 3.13. V1 = 0 V2 = 5 TD = 0 TR = 0.49m TF = 0.49m PW = 0.01m PER = 1m V3 V1 12 V5 200 M1 U1 M3 R1 2 IRF840 0 IRF840 50 I L1 50m LM318 V2 VOFF = 2.5 VAMPL = 1.75 FREQ = 60 M2 1 IRF840 V1 = 0 V2 = 5 TD = 0 TR = 0.49m TF = 0.49m PW = 0.01m PER = 1m M4 IRF840 V7 V4 12 U2 LM318 V6 VOFF = 2.5 VAMPL = 1.75 FREQ = 60 V1 = 0 V2 = 5 TD = 0 TR = 0.49m TF = 0.49m PW = 0.01m PER = 1m V10 V8 12 U3 V1 = 0 V2 = 5 TD = 0 TR = 0.49m TF = 0.49m PW = 0.01m PER = 1m V13 V11 12 U4 LM318 LM318 V9 VOFF = 2.5 VAMPL = 1.75 FREQ = 60 V12 VOFF = 2.5 VAMPL = 1.75 FREQ = 60 Figura 3.13 - Esquemático do inversor para simulação A seguir estão expostas as formas de onda obtidas nos gates dos MOSFET’s M1 e M2, a corrente e a tensão de saída. Destas três figuras (3.14, 3.15 e 3.16) é possível tirar algumas conclusões. Primeiro, os pulsos em M1 e em M2 estão realmente defasados 44 em 180º, e segundo, que a tensão de saída é a diferença entre as formas de onda dos pulsos M1 e M2. 12V 8V 4V 0V 0s V(M3:g,M4:d) 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms 25ms 30ms Time Figura 3.14 - Pulso PWM em M2 12V 8V 4V 0V 0s V(M1:g,V2:-) 5ms 10ms 15ms 20ms Time Figura 3.15 - Pulso PWM em M1 Para entender o gráfico da corrente, figura 3.17, primeiro analisa-se o comportamento de um indutor, já que a carga de saída é predominantemente indutiva. Da equação da tensão de um indutor, sabe-se que quando uma tensão positiva é aplicada entre seus terminais, a corrente apresenta uma 45 derivada positiva. O raciocínio é semelhante para uma tensão negativa, onde a derivada de corrente é negativa. Assim, como os MOSFET’s são chaveados a 100 kHz, as derivadas de corrente mudam de sentido com esta frequência e formam uma onda senoidal de 60 Hz devido ao sinal modulante ser uma onda senoidal em 60 Hz. 400V 200V 0V -200V -400V 0s V(R1:1,L1:1) 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms 25ms 30ms Time Figura 3.16 - Forma de onda da tensão de saída 4.0A 2.0A 0A -2.0A -4.0A 0s I(R1) 5ms 10ms 15ms 20ms Time Figura 3.17 - Forma de onda da corrente na saída do inversor 46 A partir desta simulação é possível, através de uma comparação, saber o quão próximo do esperado foram os resultados práticos obtidos. 3.4.2 O snubber O circuito do snubber consiste de um diodo, um capacitor e um resistor que são inseridos em paralelo com o MOSFET, como apresentado na figura 3.18. Basicamente, o circuito funciona da seguinte maneira, quando o MOSFET S1 está aberto o capacitor C4 é carregado via diodo DR4 e quando ele está conduzindo o capacitor descarrega via R12. Figura 3.18 - O circuito do snubber O circuito de snubber é o responsável por proteger o inversor de variações instantâneas de tensão e corrente. Projeto do circuito de snubber Seguindo o procedimento visto na revisão bibliográfica, é possível projetar os componentes do snubber. 1. Verifica-se a tensão máxima de operação do MOSFET Deseja-se que a saída do inversor tenha amplitude máxima de 110 V RMS. Assim, para atender este requisito, a tensão de alimentação do circuito do inversor deve ser pelo menos: Para garantir a amplitude da saída, coloca-se uma margem de segurança de 30% devido às perdas no circuito de potência. Assim, a tensão máxima aplicada sobre o MOSFET é: 47 2. Dimensiona-se o resistor do snubber para dissipar 1W Encontrado o valor máximo de tensão aplicada sobre o MOSFET e sabida a potência dissipada pelo resistor, calcula-se o valor da resistência: Ω Conforme a disponibilidade dos valores comerciais de resistência adotou-se um resistor de 47 Ω. Portanto, Ω 3. Dimensiona-se o capacitor de modo que a tensão caia para 90% do seu valor máximo Adotou-se um fator de descarregamento de 90%, que equivale a uma tensão de 90% de 202,8V aplicada no capacitor. Sabe-se que a frequência de chaveamento dos MOSFET’s é de 100kHz e, portanto, que um período vale 10us. Outra condição imposta é que a razão cíclica (D) vale 0,5. Desta forma, o tempo de descarregamento do capacitor é igual à 5us. Aplicando os valores encontrados na fórmula de descarga do capacitor (equação 2.14), encontra-se a capacitância. 3.4.3 O filtro de saída A configuração de filtro passa-baixas utilizado apresenta dois indutores em série com a carga, um capacitor em paralelo com a carga e quatro capacitores que são vistos em paralelo pela carga. Devido aos valores comerciais disponíveis, foram usados alguns capacitores em paralelo para alcançar os valores projetados. A figura 3.19 já mostra o filtro com seus valores de capacitor e indutor dimensionados conforme o projeto. 48 Figura 3.19 - Configuração do filtro Projeto do filtro de saída do inversor A placa de circuito impresso do filtro do inversor destina um espaço limitado para os indutores. Devido a essas restrições, este projeto será feito tomando o caminho reverso. O ponto de partida é o tamanho máximo permitido para o núcleo do indutor, que deve ser um núcleo do tipo EE 30/15/7. Este núcleo de ferrite fornece os seguintes parâmetros de fabricação [24]: Ap = 0,71 cm4; Ae = 60 mm²; Le = 67 mm; Aplicando essas informações na equação 3.18 e isolando a variável correspondente à energia, é possível encontrar qual é a máxima energia que pode ser armazenada neste núcleo. Para encontrar a energia isola-se a variável E: 49 De [4]: Ku = 0,4; Kj = 397; Bmáx = 0,3. Em posse do valor máximo de energia suportado pelo núcleo e se utilizando das equações 3.19 e 3.20, determina-se o valor de cada um dos indutores do filtro, ou seja, a indutância de um núcleo. Por motivos de segurança, considera-se o valor de Ipico sendo 20% maior do que o encontrado. Assim, Ipico = 7,71 A. Isolando L: Nesta próxima etapa determina-se o valor da capacitância do filtro através da equação para a frequência de corte: Na revisão de literatura foi visto que a frequência de corte do filtro deve ser pelo menos uma década menor do que a frequência de trabalho das chaves do inversor [5]. Neste trabalho, esta frequência é de 100kHz, e, portanto, a máxima frequência de corte para o filtro deve ser 10kHz. Porém, quanto menor a frequência de corte menor são as influências das harmônicas de baixa freqüência sobre o sinal de saída. Mas, para se construir um filtro com 50 frequências de corte muito baixas necessita-se de componentes muito robustos. Assim sendo, o meio termo encontrado foi para o uso de uma frequência de corte de 5 kHz, onde os indutores e capacitores são viáveis. Para encontrar o valor da capacitância, isola-se C na expressão 3.21: Nesta equação, o valor de L é a soma das duas indutâncias presentes no filtro, como demonstrado na revisão bibliográfica. A partir desta informação, L = 59,12uH + 59,12uH ou L = 2 x 59,12uH. Substituindo estes valores na equação 3.22: Ressalta-se que este valor encontrado para C é o equivalente a quatro capacitores vistos em paralelo pela carga, o que resultaria em quatro capacitores de 2,1425uF. Para facilitar a implementação do filtro em termos de valores comerciais, utilizou-se oito capacitores de 1uF, totalizando uma capacitância equivalente de 8uF. Projeto do indutor do filtro O projeto dos indutores parte dos parâmetros do núcleo, já citados anteriormente. O primeiro cálculo feito foi para encontrar o fator de indutância (AL), equação 3.23, de [4]: Conforme catálogo do fabricante [24], para obter este fator de indutância com o núcleo 30/15/7 se faz necessário o uso de entreferro. Calcula-se, então, o entreferro usando as equações 3.24 e 3.25: 51 Onde: μ0 vale 4π10-7; O valor encontrado para μe é substituído na equação 3.25: O entreferro total deve ter 0,82mm, podendo ser feito em ambas as extremidades do núcleo EE com metade deste valor, ou seja, 0,41mm. Para o entreferro foram utilizadas folhas de papel. Mediu-se com um paquímetro a espessura de uma folha e assim foi possível encontrar um número estimado de folhas necessárias para completar a espessura do entreferro. Seguindo com o projeto do indutor, calculou-se o número de espiras para uma indutância de aproximadamente 59μH: Para dimensionar o fio de cobre que será usado, primeiro calculou-se a densidade de corrente (J) à qual o indutor é submetido: Onde: x é um parâmetro relacionado ao acréscimo de temperatura, que foi considerado de 30ºC e fornece x=0,12. 52 A partir da densidade de corrente obtém-se qual a área de cobre (ACu) necessária: Onde: Ief é obtido dividindo a potência na saída do inversor pelo valor da tensão quadrática média aplicada (500W/110V = 4,54A). O fio de cobre disponível para enrolar o indutor é o #23 AWG, que possui uma área de cobre de 0,002582 cm² [4]. Para obter a área de cobre calculada foram necessários aproximadamente 5 fios #23 AWG em paralelo, com mostra a equação a seguir: 3.4.4 Dissipadores Neste trabalho, o inversor está protegido de agitação térmica por dissipadores de calor. Em circuitos que envolvem alta potência, normalmente os dissipadores são cuidadosamente projetados. Porém, em circuitos com potência mais baixa, como o deste trabalho, não se faz necessário fazer o dimensionamento dos dissipadores. Assim, o dissipador usado para este inversor foi escolhido entre os disponíveis em laboratório. 3.5 A montagem Para realizar os testes e obter os resultados, todo o sistema foi montado em bancada assim como mostra o diagrama da figura 3.20. Figura 3.20 - Esquema da montagem em bancada 53 Com exceção do circuito de potência, todos os demais foram alimentados por uma fonte regulada de tensão de 12 V. Em algumas etapas foi preciso de uma fonte de 6 V, que foi obtida utilizando-se a própria alimentação de 12 V e um circuito com o regulador de tensão TL431 [25]. Para a alimentação do inversor, utilizou-se de até três fontes simétricas de 30 V em série, alcançando uma tensão máxima de 180 V. Uma alternativa para atingir tensões altas sem a necessidade de se utilizar várias fontes em série, seria o uso de um variac e de uma ponte de diodos retificadora. Porém, a primeira opção foi escolhida, pelo menos na fase de testes, porque as fontes simétricas possuem limitação de corrente. No diagrama de blocos desenhado para representar a montagem em bancada, os blocos retangulares representam circuitos ou funções que foram implementadas, sendo que destas, apenas a parte de controle, que inclui a geração das ondas triangulares e o comparador PWM, não foi desenvolvida em protótipo. Ao contrário, os circuitos do drive isolador de pulso e do inversor foram implementados em placas de circuito impresso. Os blocos circulares representam tensões externas com função de alimentação dos circuitos implementados e o bloco hexagonal significa que não foi desenvolvido um circuito para desempenhar aquela função, sendo utilizado um equipamento externo, como neste caso, um gerador de funções. 54 4 Resultados e análise 4.1 Protótipos Nesta seção são apresentados os protótipos desenvolvidos para este trabalho. 4.1.1 Drive isolador de pulsos A figura 4.1 mostra o protótipo do drive isolador de pulsos, cujo projeto já foi exposto neste trabalho. Figura 4.1 - Protótipo do drive isolador de pulso 4.1.2 Inversor e filtro O protótipo do inversor e do filtro, figura 4.2, utilizado neste trabalho é proveniente de um modelo genérico de inversores de ponte completa projetado pelo professor orientador. O que se fez foi dimensionar os componentes, tanto do inversor quanto do filtro, conforme os parâmetros desta aplicação. 55 Figura 4.2 - Protótipo do inversor 4.2 Circuito de controle e drive isolador de pulso 4.2.1 Circuito de controle Nesta seção são mostradas as formas de onda em pontos importantes do circuito de controle. A figura 4.3 mostra a onda triangular na saída do CI LM566, que foi usado no circuito gerador da onda portadora. É possível observar que a freqüência da triangular é de aproximadamente 100 kHz, frequência desejada para a portadora. Figura 4.3 - Triangular gerada pelo circuito utilizando o CI LM566 56 A onda triangular sofre algumas modificações antes de ser aplicada no comparador PWM. Devido ao uso de um comparador com terra virtual, ela é deslocada de aproximadamente 6 V, além de ser amplificada para um valor de pico a pico de aproximadamente 5 V, como mostra a figura 4.4. Esta triangular é comparada com uma onda senoidal de 60 Hz proveniente de um gerador de funções, figura 4.5. Pode-se observar que a senoidal também foi deslocada em aproximadamente 6 V para ficar no mesmo nível de tensão. Os sinais PWM deslocados de 180º gerados pela comparação estão expostos na figura 4.6. Ao diminuir a escala do tempo por divisão no osciloscópio, percebe-se que ambos os pulsos, por um pequeno período, estão em nível lógico alto simultaneamente, figura 4.7. Este fenômeno não é desejado e para isso esses pulsos foram condicionados ao serem aplicados em um circuito lógico que atrasa um pulso em relação ao outro, evitando que ambos coincidam em valor lógico alto, o que causaria a condução de dois MOSFET’s do mesmo braço do inversor. A figura 4.8 mostra os pulsos PWM complementares com seus respectivos atrasos. Figura 4.4 - Triangular na entrada do comparador PWM 57 Figura 4.5 - Onda senoidal utilizada na comparação PWM Figura 4.6 - Pulsos complementares gerados pela comparação PWM 58 Figura 4.7 - Cruzamento dos pulsos PWM complementares Figura 4.8 - Pulsos PWM complementares com atraso 4.2.2 Drive isolador de pulso Os resultados aqui apresentados mostram algumas ondas referentes ao funcionamento do circuito do drive isolador de pulso, como a razão cíclica do pulso PWM aplicado à porta do MOSFET da fonte independente, figura 4.9, e a forma de onda entre os terminais do transformador, figura 4.10. 59 Figura 4.9 - PWM aplicado à porta do MOSFET da fonte independente Observa-se que a razão cíclica deste pulso é menor que 0,625, condição necessária para o transformador não saturar e que foi demonstrada na seção 3.3.4. Na imagem seguinte, figura 4.10, percebe-se que durante o período ativo do MOSFET o transformador tem os 12V da alimentação em seus terminais, e, quando o MOSFET não está conduzindo, o núcleo é desmagnetizado sob a tensão igual à do diodo zener, que é aproximadamente 20 V. Para esta medição a ponteira do osciloscópio estava multiplicada por 10. Figura 4.10 - Tensão entre os terminais do transformador da fonte independente Os pulsos apresentados na figura 4.8 são os pulsos de saída do circuito de controle, que são os mesmos aplicados na entrada do drive isolador de 60 pulso. Na saída do drive são obtidos os pulsos que são aplicados no inversor, figura 4.11. Figura 4.11 - Pulsos PWM obtidos na saída do drive isolador de pulso 4.3 Circuito do inversor Para iniciar os testes com o inversor, foram fixados os valores da frequência modulante em 60 Hz, da frequência da portadora em 100 kHz, da carga em 1 kΩ e da amplitude da portadora em 5 V. Alimentou-se o inversor com 30 V e variou-se a amplitude da modulante de modo que a forma de onda da tensão de saída estivesse no limiar de saturação, obtendo a maior amplitude possível sem distorção. 61 Figura 4.12 - Forma da tensão de saída saturada A figura 4.12 mostra um exemplo onde a tensão de saída está saturada devido à amplitude da onda senoidal ter ultrapassado os limites de amplitude da onda triangular, prejudicando a comparação e consequentemente a modulação por largura de pulso, o que interfere na forma do sinal de saída. A fim de evitar este problema, ajustou-se a amplitude da onda senoidal para que a saída não apresentasse distorção, como o exemplo visualizado na figura 4.13. Figura 4.13 - Saída do inversor sem distorção para Vin = 30 V 62 Com a amplitude da modulante ajustada, variou-se o valor da tensão de alimentação do inversor (Vin) e monitorou-se as correntes de entrada e de saída assim como a tensão de saída. Os valores anotados estão na tabela 4.1. Tabela 4.1 - Variação de Vin (R=1k, fm=60Hz, fp=100kHz) Vin [V] Vout [VRMS] Iin [mA] Iout [mA] 30 15,4 20 19 60 30,3 30 34 90 50,8 60 51 120 69,7 80 65 180 97,0 130 104 204 110,0 160 118 A seguir são apresentados os gráficos da tensão de saída capturadas do osciloscópio via comunicação serial e por meio de um software de captura de tela. Figura 4.14 - Tensão de saída para Vin = 60 V 63 Figura 4.15 - Tensão de saída para Vin = 90 V Figura 4.16 - Tensão de saída para Vin = 120 V 64 Figura 4.17 - Tensão de saída para Vin = 180 V Figura 4.18 - Tensão de saída com Vin = 204 V Na sequência, buscou-se avaliar o comportamento do inversor para uma variação de carga resistiva. Para isso ajustou-se o inversor com uma tensão de saída em 110 V eficaz, sinal da portadora como sendo sinal triangular de 5 V de pico a pico e freqüência de 100kHz. Ajustou-se a modulante a fim de se obter o maior valor de amplitude sem distorção para a tensão de saída. A carga utilizada foi um reostato de 1kΩ com máxima potencia de 1kW. Alimentou-se o reostato com o inversor e monitorou-se as correntes de entrada e saída 65 conforme a carga era variada. Os resultados podem ser verificados na tabela 4.2. Tabela 4.2 - Variação da carga resistiva (Vout-rms=110V, fm=60Hz, fp=100kHz) R [Ω] Iin [mA] Iout [mA] 1000 190 117 800 210 145 600 230 191 400 280 279 200 400 504 100 600 872 Para analisar o comportamento do inversor com uma carga indutiva, aplicou-se em sua saída um motor de indução monofásico com as seguintes características: Fabricante: Promeco; Rotação: 15000 RPM; Tensão de alimentação: 110 V; Potência: 150 W; Corrente: 1,4 A; Para este teste com carga indutiva, a freqüência da modulante foi mantida em 60 Hz, a freqüência da portadora em 100 kHz e a tensão de alimentação do inversor foi variada até a saída alcançar o valor da tensão nominal do motor. Monitorou-se as correntes de entrada e de saída e os resultados obtidos se encontram na tabela 4.3. Tabela 4.3 - Carga indutiva (fm=60Hz, fp=100kHz) Vin [V] Vout-rms[V] Iin [mA] Iout [mA] 60 34,5 150 436 90 50,0 240 469 120 66,0 330 490 180 100 400 555 195 110 440 590 66 Testado o comportamento do inversor com cargas de comportamento resistivo e indutivo e trabalhando em diferentes valores de tensão e corrente, foram realizados testes para avaliar a influência da modulação na resposta do inversor. Primeiro, manteve-se a frequência da onda senoidal, a modulante, em 60 Hz e diminui-se a frequência da onda portadora, a triangular, visando verificar o comportamento da saída para diferentes índices de modulação. Como o objetivo deste teste é compreender o efeito da modulação sobre o inversor, manteve-se a tensão de alimentação em um valor intermediário, neste caso, 60 V. A tabela 4.4 apresenta os resultados encontrados. Tabela 4.4 - Variação de fp (Vin=60V, fm=60Hz, R=1kΩ) fp [Hz] Iin [mA] Iout [mA] 100k 30 34 50k 70 43 30k 160 60 As imagens a seguir, capturadas do osciloscópio, mostram a resposta do inversor para cada uma das condições da tabela 4.4, possibilitando uma melhor visualização dos efeitos causados pela variação da freqüência da portadora. Figura 4.19 - Tensão de saída para fp = 100 kHz 67 Figura 4.20 - Tensão de saída para fp = 50 kHz Figura 4.21 - Tensão de saída para fp = 30 kHz Entende-se que ao diminuir a frequência da portadora, a forma de onda da tensão de saída do inversor sofre uma distorção, que aumenta conforme a diminuição da frequência da portadora. Porém, devido à baixa frequência da modulante não foi possível observar, com o osciloscópio, o comportamento da distorção, que está em uma freqüência muito superior. Para facilitar a 68 visualização, estes testes foram repetidos para uma modulante com frequência de 1 kHz. Tabela 4.5 - Variação de fp (Vin=60V, fm=1kHz, R=1kΩ) fp [Hz] Iin [mA] Iout [mA] 100k 90 40 50k 100 48 30k 200 70 25k 250 70 20k 370 88 15k 850 124 Os dados obtidos neste novo teste são exibidos na tabela 4.5, enquanto que as figuras correspondentes a cada uma das condições impostas estão logo abaixo. Figura 4.22 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 100 kHz 69 Figura 4.23 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 50 kHz Figura 4.24 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 30 kHz 70 Figura 4.25 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 25 kHz Figura 4.26 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 20 kHz 71 Figura 4.27 - Tensão de saída com fm = 1 kHz e fp = 15 kHz Observando as imagens anteriores é possível perceber que para uma portadora com freqüência menor que 50 kHz começam a surgir algumas distorções na forma de onda da tensão de saída. Na freqüência de 50 kHz essa distorção ainda é muito pequena e quase imperceptível, mas conforme esses valores são diminuídos a distorção aumenta. Uma análise quantitativa foi feita analisando-se a relação entre o índice de modulação e a distorção observada nas figuras. Para fm = 1 kHz e fp = 100 kHz: Para fm = 1 kHz e fp = 50 kHz: Para fm = 1 kHz e fp = 30 kHz: Para fm = 1 kHz e fp = 25 kHz: Para fm = 1 kHz e fp = 20 kHz: 72 Para fm = 1 kHz e fp = 15 kHz: Através da análise dos cálculos apresentados, confirma-se que quanto menor o índice de modulação maior é a distorção sofrida pela tensão de saída. Isto ocorre porque um índice de modulação baixo significa uma pequena quantidade de amostras dentro de um período do sinal modulante e, quanto menor a quantidade de amostras, menor é a precisão da modulação do sinal de entrada. Outro efeito observado, desta vez pelos dados da tabela 4.5, é que há um aumento significativo da corrente de entrada quando ocorrem diminuições do índice de modulação, o que causa maiores perdas de energia no inversor. Para concluir sobre a importância da escolha de uma técnica de modulação senoidal PWM adequada para as aplicações em inversores, foi feita uma análise comparativa da técnica de modulação senoidal bipolar PWM desenvolvida neste trabalho com a técnica de modulação senoidal unipolar PWM, desenvolvida em [26]. A principal vantagem apresentada pela técnica bipolar é que seu circuito possui um pequeno número de componentes, tornando sua implementação e manutenção menos complexas e, consequentemente, seu custo mais baixo. A desvantagem mais evidente, da modulação senoidal bipolar PWM em relação à modulação senoidal unipolar PWM, é a maior quantidade de distorção presente no sinal de saída. Esta distorção é mais discrepante para valores menores do índice de modulação, não sendo muito perceptível uma diferença entre as duas técnicas para índices de modulação elevados. Esta desvantagem se justifica pelo fato de que na modulação bipolar a carga está sujeita a uma tensão diferencial que varia de –Vcc a +Vcc, o que acarreta em um alto valor de conteúdo harmônico. 73 Como visto na revisão bibliográfica, para a técnica bipolar a frequência de chaveamento dos MOSFET’s do inversor é a mesma frequência da onda portadora usada na modulação, enquanto que na técnica unipolar a frequência de chaveamento é duas vezes maior que a frequência da portadora [26]. Então, para se ter um bom grau de comparação do comportamento dessas técnicas conforme a variação da frequência de portadora, foram comparados os sinais de saída do inversor com a frequência de portadora utilizada para a técnica unipolar sendo metade da utilizada na técnica bipolar. As figuras 4.28 e 4.29 mostram as tensões obtidas em cada um dos braços do inversor com a técnica bipolar e unipolar, respectivamente. Percebe-se das figuras 4.28 e 4.29 que os pulsos obtidos com a técnica bipolar são complementares e com mesma frequência, resultando em um pulso na saída diferencial do inversor com frequência igual à das obtidas em cada um dos braços. Já ao utilizar a modulação unipolar os pulsos obtidos em cada um dos braços além de serem complementares estão defasados de 180 graus entre si, fazendo com que a frequência do pulso da saída diferencial seja dobrada. Figura 4.28 - Tensão em cada um dos braços do inversor para usando modulação bipolar 74 Figura 4.29 - Tensão em cada um dos braços do inversor para usando modulação unipolar Para exemplificar a diferença de susceptibilidade à distorção entre essas duas técnicas, são expostas algumas figuras da tensão de saída do inversor, uma de cada técnica alternadamente, onde o inversor está sujeito às mesmas condições de alimentação e frequência de chaveamento. Figura 4.30 - Saída do inversor para modulação unipolar (fm=1kHz e fp=50kHz) 75 Figura 4.31 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=100kHz) Figura 4.32 - Saída do inversor para modulação unipolar (fm=1kHz e fp=25kHz) 76 Figura 4.33 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=50kHz) Figura 4.34 - Saída do inversor para modulação unipolar (fm=1kHz e fp=15kHz) 77 Figura 4.35 - Saída do inversor para modulação bipolar (fm=1kHz e fp=30kHz) Mesmo trabalhando com um índice de modulação maior que o compatível da modulação senoidal unipolar PWM, porém com mesma frequência de chaveamento, é evidente a maior presença de distorção nas formas de onda da tensão de saída do inversor quando se aplica a modulação senoidal bipolar PWM. 78 5 Conclusões Com base nos resultados obtidos neste trabalho concluiu-se que é possível diminuir as perdas por distorção em inversores apenas ajustando a técnica de modulação senoidal PWM. No caso da técnica de modulação senoidal bipolar PWM, constatou-se que a eficiência do inversor cai bruscamente conforme se diminui o índice de modulação. Portanto, esta técnica apresenta um melhor desempenho quando a onda portadora tem uma frequência muito superior à frequência da modulante, o que restringe sua aplicação eficiente a circuitos que suportem trabalhar com altas frequências. Comparando esses resultados com os obtidos em [26], percebe-se que a modulação senoidal bipolar PWM causa mais distorções que a modulação senoidal unipolar PWM, considerando parâmetros de trabalho idênticos nos dois casos. Assim, apesar das desvantagens de implementação, é possível afirmar que é mais vantajoso utilizar a técnica unipolar em aplicações que não exigem um alto índice de modulação do pulso PWM. O trabalho foi concluído satisfatoriamente porque o sistema proposto inicialmente foi implementado com sucesso e através dele os conceitos da teoria de modulação por largura de pulso em estudo foram validados. Além disso, o desenvolvimento deste projeto proporcionou o aprendizado em algumas áreas técnicas, como em projetos de layout de placa e na montagem de protótipos. Como sugestão para trabalhos posteriores que venham a trabalhar com modulação PWM, deixa-se a experiência da dificuldade encontrada na implementação do circuito de controle em protoboard devido às altas frequências envolvidas. Seria melhor desenvolver um protótipo para este circuito depois de ajustado o controle, o que facilitaria na sua manutenção e na realização de testes aplicados, como por exemplo, em inversores. 79 6 Referências bibliográficas [1] RASHID, Muhammad H.. Eletrônica de Potência : Circuitos, dispositivos e aplicações. 2. Ed. São Paulo: MAKRON Books, 1999. [2] SEDRA, A; SMITH, K. C.. 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IRF540N Datasheet. 2002. http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/IRF540N.pdf (acessado em 23/10/11) [22] Thornton Eletrônica. NEE 25/10/5 Datasheet. http://www.thornton.com.br/produtos/nee.htm (acessado em 23/10/11) [23] Fairchild Semiconductor. IRF840 Datasheet. 2002. http://www.datasheetcatalog.org/datasheet/fairchild/IRF840.pdf (acessado em 23/10/11) [24] Thornton Eletrônica. NEE 35/15/7 Data sheet. http://www.thornton.com.br/produtos/nee.htm (acessado em 23/10/11) [25] Fairchild Semiconductor. TL431 Datasheet. 2003. http://www.datasheetcatalog.org/datasheets/90/321931_DS.pdf (acessado em 23/10/11) [26] ROSSI, Cristiano. Inversor de freqüência Modulação senoidal PWM unipolar. 2011. 69 f. Trabalho de conclusão de curso (Graduação em Engenharia Elétrica) – Universidade Estadual de Londrina, Londrina. 82 7 Apêndice 7.1 Projeto da placa de circuito impresso do drive isolador de pulso Como o circuito da fonte é responsável somente pela alimentação do drive isolador de pulso, os dois circuitos foram projetados para ficarem no mesmo protótipo. O apêndice 7.2 mostra o esquemático equivalente utilizado no desenvolvimento do layout da placa de circuito impresso. Para efeitos de projeto, buscou-se reduzir ao máximo o tamanho da placa. Considerando essas restrições físicas, de início já era sabido que esta seria uma placa dupla face, ou seja, com trilhas em ambas as faces da placa. O primeiro passo realizado, visando economizar espaço, foi o de distribuir os componentes em uma prancha de isopor, estudando as alternativas de layout mais adequadas. Esta distribuição foi feita levando em consideração as conexões do esquemático, de modo que os componentes que estão conectados entre si ficassem o mais próximo possível. Esse planejamento é importante porque facilita a etapa de route das trilhas. Esta etapa de montagem do circuito na prancha de isopor foi uma das mais trabalhosas, pois vários fatores precisam ser considerados, como, em qual lado será a entrada e em qual será a saída dos sinais, qual a melhor posição para os transformadores de forma que não ocupem tanto espaço, como distribuir componentes DIP e SMD de maneira que a placa tenha uma configuração simétrica. Depois de algumas tentativas, chegou-se a uma configuração aceitável para a placa. A etapa seguinte foi digitalizar esta configuração, obtida pela distribuição dos componentes na prancha de isopor, através de um software do tipo CAD elétrico. Neste projeto foi utilizado o P-CAD 2006. Devido à baixa variedade de bibliotecas que o P-CAD proporciona, foi necessário desenvolver o modelo de alguns componentes que não estavam disponíveis pelo programa. Em posse de todos os modelos que faltavam, foi possível transferir a configuração de placa para o computador. 83 Apesar de já ter a distribuição dos componentes digitalizada, antes de routear a placa foi necessário verificar se a resolução visualizada em tela era compatível com a dimensão real dos componentes. Portanto, imprimiu-se o arquivo PCB, ainda sem as trilhas, para realizar outro teste na prancha de isopor. Percebeu-se, em vários momentos, que na prática, os componentes não se encaixavam com facilidade. Assim, foi necessário ajustar a distribuição dos componentes no P-CAD e testá-la novamente no isopor por várias vezes, até que não houvesse mais problemas. Depois de finalizada esta parte de ajustes do layout da placa, iniciou-se o routeamento da placa. Routear a placa significa conectar os componentes, assim como estão conectados no esquemático, através de trilhas de cobre/estanho sobre as faces da placa. Esta etapa também foi feita com o PCAD 2006. Como o circuito foi projetado para ser o mais compacto possível, o trabalho de routear se tornou ainda mais complexo. Como esta foi a primeira experiência em um projeto do layout de uma placa, foram necessárias várias tentativas de ligação das trilhas até ser atingido um bom nível. Na primeira tentativa de placa, o circuito funcionou perfeitamente, mas antes disso, ocorreram muitos erros devido às dificuldades encontradas com soldas mal feitas e trilhas rompidas. Para resolver estes problemas, analisaram-se cada uma das dificuldades encontradas no processo de montagem da placa e refez-se o projeto buscando saná-las. As dificuldades encontradas nesta primeira tentativa foram principalmente com relação às soldas, pois alguns componentes que ocupam uma grande área na parte de cima da placa, como capacitores, transformadores e circuitos integrados tipo DIP, tinham trilhas chegando aos seus terminais tanto por cima (top layer) quanto por baixo (bottom layer). Para evitar esse problema, o novo projeto foi feito com o objetivo de que os componentes com essas características recebessem as trilhas somente por um lado da placa, de preferência pelo de baixo (bottom layer), o que facilitaria muito na hora da montagem prática. 84 Com o novo projeto pronto, percebeu-se que sua montagem ficou mais fácil e que os problemas encontrados anteriormente não voltaram a aparecer, deixando todo o processo mais prático e eficiente. Antes de a placa ser confeccionada, foi feita uma padronização visando facilitar a identificação dos componentes tanto no momento de soldar como no de fazer testes. Para isso, todos os componentes com posicionamento horizontal ou vertical foram nomeados de modo que a escrita de suas referências ficasse no mesmo sentido de leitura. Outro ponto importante de ser ressaltado, é que os componentes possuem o mesmo nome tanto no esquemático como no arquivo PCB, facilitando também o trabalho de soldagem. As figuras abaixo mostram alguns pontos do processo do projeto desta placa. A figura 7.1 é o arquivo PCB final, já as figuras 7.2 e 7.3 mostram separadamente os layers TOP e BOTTOM. Essas mesmas imagens foram as usadas para impressão em fotolito, que depois foi utilizado para confecção da placa de circuito impresso. Figura 7.1 - Arquivo PCB do circuito de drive 85 Figura 7.2 - Top layer Figura 7.3 - Bottom layer 86 7.2 Esquemático do circuito do drive isolador de pulso 87 7.3 Esquemático do circuito completo V 1 12Vd c R1 22k SET = 0.5 0 R37 47 2 0 6 V OPTO1 6N137 8 5 6 7 R2 10k SET = 0.5 R3 100 k C1 47 p U1 3 MOD SQWOU 4 TRWOUT TRE T TCA S P LM566C C2 2.2n C4 0 U2A TL074 A 1 4 3 + 47 u 5 2 5 4 INPAD V 1 Z 1N4729 4 OUTPAD 11 2 J2 JUMPER 7 2 1 C1 470 4 u Z 1N473 2 6 9 R6 1 0 K 10 11 0 R4 10K 0 T BC327 2 GND_ 1 C1 47 6 u G 1 1 2 6 1 Z 1N4747 1 D1 UF4007 2 TRIMP 20K 1 75 0 10K R38 TRIANG 2 1 10K 15 GND_ 1 481 0 U2 TL074A B 7 4 5 + R2 3 3.3 k INPAD V2 6 - V 4 C5 47 u R6 1k 0 R7 1k 12V R9 100 k 0 0 12V 0 3 R26 10k 2 R27 10k 47 p U4 LM31 8 6 404 U6A 9 OPTO2 6N137 2 8 7 6 3 1 0 47 p C7 75 R8 1k 1 4 81 4 404 U6B 4 9 INV2 CD4049 A 3 A 2 CA314 0 R4 1k 1 R4 2 10 0 5 4 7 6 0 10 D3 UF400 7 C19 470 u GND_ 2 MOS IRF540 TRAFO 22 6 7 9 4 INPAD V2 5 Z5 1N4733 R4 47 5 0 R4 1 4 K D4 UF400 7 10 D5 C2 470 0 u GND_ 3 Z 1N472 7 9 Z6 1N4736 9 6 R46 1 K 10 GND_ 2 11 12 14 15 1 2 G3 V 1 OUTPAD V 2 OUTPAD V 3 OUTPAD V 4 OUTPAD GND_ 4 T BC327 4 GND_ 2 C1 47 5 u C2 470 1 u T BC337 R4 3 7 15 3 U7B 408 1 5 4 C17 470 u GND_ 1 UF4007 R4 47 3 0 2 C6 3 + 2 - U5A 4 3 + 2 - U3 LM31 8 6 7 5 3 + 2 - 0 6V VOFF = VAMPL = FREQ = 60Hz R5 1k R4 10K 11 R2 10k 4 1 U7A 408 1 6 0 12V 12V A O 3 + 2 - 0 R25 10k D2 UF4007 TRAFO 21 6 7 9 R39 GND_ 1 12 14 1 0 12V T BC337 R61 1 15 R4 1 9 K Z 1N4733 3 3 TRIANG 2 - 0 R5 47 2 0 7 6 3 C3 5.6 n INV1 CD4049 A A INPAD V 1 GND_ 2 481 TL074A 11 0 0 0 INV3 CD4049 A A INPAD V 3 R48 47 2 0 OPTO3 6N13 7 8 R51 47 0 R50 1K 7 6 3 2 5 4 7 6 INPAD V 3 T BC337 5 R5 15 4 3 0 5 Z1 1N4729 0 Z8 1N473 3 Z 1N473 9 6 C18 47 u 9 R5 1 3 K 10 GND_ 3 11 G 1 2 2 T BC327 6 G1 2 1 R6 2 10 R GND_ 3 12 1 J1 JUMPE R 14 GND_ 3 202.8Vdc INPAD V 4 R55 47 2 0 OPTO4 6N13 7 8 7 6 3 0 5 Z1 1N472 3 9 GND_ 4 15 Z11 1N473 3 C2 47 2 u R5 47 7 0 R5 1 6 K Z1 1N473 2 6 2 5 4 INPAD V 4 T BC337 R59 7 15 7 6 9 10 11 12 14 15 R5 1 8 K GND_ 4 G 1 4 2 R s 1k C27 C2 1u 9 1u R7 47k 1 C23 22n 1 L2 R63 10R G 2 2 1 R64 10R DR3 UF400 7 S 2 IRF840 R67 SAÍD A1 2 2 1 59 u 2 1 C36 1u C31 1u V 7 G4 INV4 CD4049 A 3 A C3 5 1u IRF840 R6 8 1k 2 DR4 UF400 7 S 1 C32 C26 22n C24 22 n R7 47k 2 2 G 3 2 1 1u IRF840 R6 9 1k 1k 59 u DR1 UF400 7 D7 L1 R7 47k 0 C34 C28 1u 1u C3 1u 0 C3 1u 3 R65 10R DR2 UF400 7 D8 IRF840 R66 1k C25 22 n R7 47k 3 T BC327 8 GND_ 4 88
![1. [5] Um circuito integrado precisa de uma tensão de alimentação](http://s1.studylibpt.com/store/data/000892095_1-927da8bea174b016f37ec8deb83e76f0-300x300.png)
