Electrónica Industrial

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Mestrado Integrado em Engenharia Electrotécnica e de Computadores
Electrónica Industrial 2006/2007
Conversor
Elevador de Tensão
Relatório
1. INTRODUÇÃO
Pretende-se projectar um conversor capaz de elevar uma tensão contínua de 24 V para 100V,
para isso vamos aplicar os conhecimentos adquiridos nas aulas teóricas pegando na topologia já
conhecida como “step up”.
Deste projecto fazem parte os circuitos de teste, comando e potência, bem como o
dimensionamento de todos os componentes semicondutores e dissipadores que deles fazem parte. No
final será feita a montagem experimental de modo a verificar os resultados obtidos.
2. REALIZAÇÃO EXPERIMENTAL
O nosso conversor assenta na topologia “step up” representada na figura 1:
Figura 1 – topologia “step up”
O Mosfet de potência representado serve de interruptor e comuta o circuito entre dois estados:
um em que o mosfet está em condução durante um tempo ton (Circuito A - Figura 2) e outro em que o
mosfet está em aberto durante um tempo toff (Circuito B - Figura 3).
Figura 2 – circuito A
Figura 3 – circuito B
Note-se que no circuito A o díodo foi ocultado porque está contra-polarizado e portanto em
corte, neste caso, a tensão aos terminais da bobine é a tensão de entrada Vi (24V) a menos de uma
pequena queda de tensão do mosfet que iremos desprezar na análise do conversor. O condensador
estará então a descarregar pela carga R1 e a bobina a obter energia da fonte.
Quando o conversor é comutado para o circuito B, o díodo estará em condução, a tensão aos
terminais da bobina será a diferença entre as tensões de saída e entrada (Vi-Vo) e o condensador
estará a carregar.
Analisando a forma de onda da tensão na bobina em regime estacionário, a tensão média aos
terminais da bobina deverá ser nula logo as áreas sombreadas no gráfico serão iguais e será possível
calcular o tempo em que o mosfet deverá estar em condução ou em corte.
V
Vi*δT + (Vi-Vo)*(1-δ)T=0
Vi(δ+1-δ)=Vo(1-δ)
Vo/Vi=1/(1-δ)
ton
Sendo δ(Duty-cicle) a percentagem do
período da onda em que o mosfet conduz,
verificamos que este define a tensão de saída
do conversor pela expressão:
Vi
δ=1-(Vi/Vo), que no nosso caso será δ = 1(24/100 ) = 0.76.
O conversor irá funcionar a uma frequência
de 50kHz, portanto com um período de 20us,
sendo assim ton=0.76*20=15.2μs e toff=2015.2=4.8μs
toff
δT
T
t
Vi-Vo
Seguidamente, analisando a figura 1, e sendo
a potência de saída igual à potência de
entrada, a menos das perdas joule nos
semicondutores seria possível calcular a corrente necessária na entrada para garantir uma dada
potencia na saída. Neste caso interessa que a corrente seja máxima na saída para que o condensador
carregue o mais rapidamente possível para que o robot possa ter uma frequência de chuto da bola
elevada. Sendo assim e como as fontes do laboratório fornecem no máximo 5 A, iremos admitir uma
corrente de 5 A com uma ondulação máxima de 10% na entrada do nosso conversor o que corresponde a
uma corrente de 1.2 A na saída.
Note-se que quanto mais rápido o mosfet comutar o circuito, mais lineares serão as formas de
onda e mais pequena será a capacidade necessária para uma mesma ondulação da tensão, e o mesmo
sucede para a bobina e respectiva corrente, por isso se escolheu uma frequência de 50KHz, uma
frequência elevada em que os semicondutores de potencia existentes no mercado respondem bem.
Assim sendo, e sendo a frequência de comutação de 50kHz, a forma de onda da corrente na
bobina é praticamente linear com a ondulação imposta pela sua indutância:
Il(A)
ton
toff
5.25
A5A
4.75
A
δT
T
Figura 5 – corrente na bobina
2T
t
Figura 5 b – corrente na bobine (PSIM)
Esta corrente é composta pela corrente que passa no MOSFET durante o tempo ton e pela
corrente que passa no díodo durante o tempo toff como está representado nos próximos gráficos:
Imos
(A)
ton
toff
5.25
A5
4.75
A
A
δT
T
2T
t
Figura 6 – corrente no mosfet
Esta forma de onda corresponde ao circuito A onde a corrente passa pelo mosfet e as equações
do circuito são as seguintes:
VL=Vi
iL =
=
+ I0 , 0 < t < δT
Usando a equação no ponto ILmax correspondente a 5.25A, é possível calcular a indutância da
bobine para obter uma ondulação máxima de 10%
iL =
+ I0  5.25 = 4.75 +

 L = 0.73 mH
A bobine é construída manualmente e foi cedida aos alunos para a realização experimental do
circuito. Esta deve responder às seguintes especificações:
L = indutância (0.73mH)
μ0 = permeabilidade do vazio = 4π × 10-7 H/m
μr = permeabilidade relativa do núcleo.
N = número de espiras
A = área da secção transversal do enrolamento (m2)
l = comprimento total do enrolamento (m)
Id(A)
ton
toff
5.25A
5A
4.75A
δT
T
2T
t
Figura 7a – corrente no díodo
Figura 7b – corrente no díodo (Psim)
A Figura 7 representa a forma de onda da corrente no díodo, correspondente ao circuito B
(Figura 3) e que coincide com a corrente na bobine durante o tempo toff. As seguintes equações
definem esta forma de onda:
VL=Vi-Vo
I L=
+ i( ) =
.(t- ) + ( ) :
δT≤ t ≤T
A partir desta equação seria possível calcular a corrente média e eficaz à saída do díodo.
Contudo, como o circuito foi simulado no PSIM (figura 7B) foram obtidos automaticamente os valores
médio e eficaz da corrente no diodo:
Iav = 1.14A e IRMS = 2.36A.
Seguidamente, calculamos a ondulação máxima da tensão de saída imposta pelo condensador
que é de 0.102 F e pela corrente na saída que já vimos se de 1.2 A quando temos 5 na entrada.
i=C
 ΔV = i
, 𝛥t = toff = 4.8×10-6
i = 1.2A , C = 0.102 F
ΔV = 1.2*(4.8E-6/0.102)= 56 uV
A tensão de ripple será desprezável em relação aos 100V (5.6E-7 %).
Tensão na saída (Psim) com um condensador muito inferior ao do trabalho , para poder analizar apenas
se a tensão tende para os 100V, pode-se verificar que a ondulação é muito superior à calculada. No
entanto, o tempo de regime transitório é muito inferior, o que nos permite uma simulação mais rápida.
ESCOLHA DOS SEMICONDUTORES
Com base nos resultados acima obtidos, prosseguimos à escolha dos componentes do circuito de
potência:
O MOSFET é escolhido tendo em conta a tensão máxima dreno-source que será de 2×100V, e a
corrente de pico que será de 5.25A. Consultando o site www.irf.com, escolhemos então o MOSFET
“IRF640” que admite uma tensão máxima VDSS de 200V quando a máxima prevista será de 100V e uma
corrente ID de 16 A quando a máxima prevista será de 5.25 A.
O díodo a escolher será um díodo “rápido”, capaz de operar a uma frequência de 50Khz. O
díodo é escolhido com base nos valores da corrente média (I av ) e eficaz (IRMS) acima obtidas (PSIM), e
na máxima tensão repetitiva inversa (VRRM) que no caso terá de ser 2x100V. Consultando novamente o
site acima referido, escolhemos o díodo MUR820, capaz de satisfazer estes requisitos.
ESCOLHA DOS DISSIPADORES
PARA O MOSFET IRF 640:
figura 8 - Esquema equivalente auxiliar ao calculo das resistências térmicas
Pdissipada = RDS(on)*ID2 = 0.522*4.182 = 9.12 Watt (Tj=175ºC)
Dissipada = (Tjuncao-Tambiente)/(Rthjunçao+Rthpasta+Rthdissipador)
Tjuncao= 175ºC Max. = 448 K Max.
Tambiente = 40ºC = 313 K
Rthjuncao =1.1 K/W
Admitindo uma temperatura máxima de 80ºC para o dissipador e 40ºC para o ambiente temos:
Rthdissipador = (80-40)/9.12 = 4.38 K/W
A pasta térmica usada terá que ter uma resistência térmica máxima de: [(175-80)/9.12] - Rthjuncao = 5.5
K/W
RthpastaMAX = 5.5 K/W
PARA O DIODO MUR820:
Pdissipada = VFIDav+RdIDeff2 = 0.975*1.14 = 1,11W
Pdissipada = (Tjuncao-Tambiente)/(Rthjunçao+Rthpasta+Rthdissipador)
Tjuncao= 175ºC Max. = 448 K Max.
Tambiente = 40ºC = 313 K
Rthjuncao = 3 K/W
Admitindo uma temperatura máxima de 80ºC para o dissipador temos:
Rthdissipador = (TD-TA)/ Pdissipada = (80-40)/1,11 = 36 K/W
A pasta térmica terá que ter uma resistência térmica máxima de: [(TJ-TD)/Pdissipada] - Rthjuncao = [(17580)/1.11] - 3 = 82,58 K/W.
RthpastaMAX = 82,58 K/W
CIRCUITO DE CONTROLO DO MOSFET
O MOSFET será responsável pela comutação do circuito à frequência de 50KHz. Para isso é
necessário modelar um impulso a introduzir na gate do transístor capaz de criar uma condução
alternada a essa frequência com um duty cicle de 0.76.
O MOSFET possui uma capacidade de entrada CISS de 1850 ρF, o que torna necessária uma
corrente de entrada de 555mA, para que a comutação ocorra num tempo aceitável (aproximadamente
50ns).
IG = CISS
= 555mA
Para gerar o sinal de controlo da porta do mosfet usamos um circuito PWM (TL594) capaz de
gerar o sinal convenientemente mas que fornece no máximo uma corrente de 200mA. Como são
necessários 555 mA para o bom funcionamento do conversor, vamos inserir no circuito de comando um
circuito de drive (UCC37324) capaz de fornecer a corrente necessária.
De notar que embora o TL594 possa ser alimentado a 24V, a gate drive UCC37324 admite um
máximo de 16 volts na alimentação, por isso será necessário um regulador de tensão de 24 para 15
volts.
A frequência do sinal é imposta pelo RC no Tl594.
Escolhendo 10nF de capacidade, é necessária uma resistência de 1/(50E3*10E-9)= 2K. no
circuito e porque existem sempre tolerâncias nos componentes vamos usar um potenciómetro de 4K7
de forma a permitir regular a frequência e obter próxima de 50Khz.
É necessário também calcular a tensão de feedback a inserir no respectivo pino do TL594 para
obter um duty-cicle de 76%.
O TL594 gera o sinal através da comparação de um dente de serra com uma tensão de controlo(
figura, no trabalho inserimos um divisor de tensão de forma a podermos controlar a mesma,
começando com um duty-cicle mínimo e elevando-o até ao valor de 0.76.
Apresentamos de seguida o esquema de ligações do circuito de comando a ser usado (página seguinte):
3. RESULTADOS E DISCUSSÃO
O circuito de controlo da porta do mosfet foi implementado numa placa de montagem tal como
se mostra no esquema de ligações.
Os sinais obtidos foram satisfatórios. No pino do condensador foi possível observar o dente de
serra.
Foto- dente de serra observado no osciloscópio
tensão no colector observada no osciloscópio
No colector do transístor 1 do TL594 o sinal de comando era também bem definido. Com o duty
cicle ajustável através do potenciómetro à entrada do pino “feedback”.
O sinal à saída da drive estava também muito satisfatório.
Tensão a saída da drive observada no
osciloscópio
Foi então possível fazer a montagem final com este circuito a comandar o mosfet de potência.
O circuito de potência já montado e existente nos laboratórios não era composto pelos
semicondutores por nós escolhidos mas por equivalentes. De qualquer modo o resultado foi bastante
razoável. Aplicado um resistência de 100 volts à saída do nosso conversor conseguimos chegar à tensão
de 100V pretendida controlando o duty-cicle através da resistência variável colocada no pino RT do
PWM TL594. Esta tensão manteve-se constante como foi possível observar no voltímetro. A ondulação
da tensão era praticamente nula como tinha-mos previsto. Não anotámos a corrente que estava a ser
fornecida pela fonte ao circuito, mas de qualquer forma com 100 V aos terminais da carga de 100
ohms, a corrente é de 1 A, e temos uma potência de 100W. Com uma tensão de 24V na entrada a
corrente deveria andar acima dos 4.2A pois alguma energia é dissipada nos semicondutores (1.11W no
díodo e 14.4W no mosfet se usásse-mos os semicondutores escolhidos por nós).
A tensão aos terminais do mosfet estava a ser monitorizada e foi possível observar as
comutações, se observarmos a figura vemos picos de tensão que chegam quase aos 200V, facto que fica
a dever-se à presença de indutâncias parasitas (cablagens) no circuito e que devem ser o mais
minimizadas possível, pois com estes picos ficamos muito próximos do limite físico do mosfet, correndo
o risco de o danificar.
NA
figura
pode-se
observar o sinal de comando na
porta do mosfet (em cima
10V/div e 5us time div). Em
baixo temos a tensão aos
terminais do mosfet, onde se
observa o pico de tensão de que
falamos
anteriormente.
(50
V/div).
A corrente na bobine estava também a ser monitorizada, pode-se ver que andava próxima dos
5A com a ondulação imposta pela bobina de 1mH que foi usada na montagem final e não de 0.73mH.
Assim era de esperar uma ondulação ligeiramente inferior aos 10%, para os quais se projectou a bobine.
A corrente está representada no gráfico inferior da seguinte imagem:
2. CONCLUSÃO
O objectivo do trabalho foi atingido. Este consistia em estudar o circuito de potência, conhecer
e dimensionar correctamente os semicondutores que dele fazem parte, bem como aprender a
comanda-los. Podemos concluir que o modulador de impulsos (TL594) é bastante rigoroso para este tipo
de aplicações pois obtivemos bons resultados.
Por fim conclui-se também que este conversor é de fácil implementação com resultados
bastante aceitáveis. Contudo, é necessário um bom dimensionamento tendo em conta os limites físicos
dos semicondutores, bem como um sinal de controlo da porta do mosfet bem definido e com
comutações rápidas.
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