projeto e implementação de uma carga eletrônica

UNIVERSIDADE TECNOLOGICA FEDERAL DO PARANÁ
DEPARTAMENTO ACADÊMICO DE ELETROTÉCNICA
ENGENHARIA INDUSTRIAL ELÉTRICA - ELETROTÉCNICA
LUÍS FERNANDO GUIMARÃES
LUIS GUSTAVO KAWAHARA
PROJETO E IMPLEMENTAÇÃO DE UMA CARGA ELETRÔNICA
TRABALHO DE CONCLUSÃO DE CURSO
Curitiba
2013
LUÍS FERNANDO GUIMARÃES
LUIS GUSTAVO KAWAHARA
PROJETO E IMPLEMENTAÇÃO DE UMA CARGA ELETRÔNICA
Trabalho de Conclusão de Curso de
Graduação do Curso Engenharia Industrial
Elétrica
Ênfase
Eletrotécnica
do
Departamento Acadêmico de Eletrotécnica
(DAELT) da Universidade Tecnológica
Federal do Paraná (UTFPR) como requisito
para obtenção do título de Engenheiro
Eletricista.
Orientador: Prof. Roger Gules, Dr. Eng.
Curitiba
2013
Luís Fernando Guimarães
Luis Gustavo Kawahara
Projeto e implementação de uma carga eletrônica
Este Trabalho de Conclusão de Curso de Graduação foi julgado e aprovado como requisito parcial
para a obtenção do Título de Engenheiro Eletricista, do curso de Engenharia Elétrica – Ênfase em
Eletrotécnica do Departamento Acadêmico de Eletrotécnica (DAELT) da Universidade Tecnológica
Federal do Paraná (UTFPR).
Curitiba, 10 de abril de 2013.
____________________________________
Prof. Emerson Rigoni, Dr. Eng.
Coordenador de Curso
Engenharia Elétrica – Ênfase em Eletrotécnica
____________________________________
Prof. Marcelo Rosa, Dr. Eng.
Coordenador dos Trabalhos de Conclusão de Curso
de Engenharia Elétrica do DAELT
ORIENTAÇÃO
BANCA EXAMINADORA
______________________________________
Prof. Dr. Eng. Roger Gules
Universidade Tecnológica Federal do Paraná
Orientador
_____________________________________
Prof. Dr. Eng. Roger Gules
Universidade Tecnológica Federal do Paraná
_____________________________________
Prof. Dr. Eng. Alceu André Badin
Universidade Tecnológica Federal do Paraná
_____________________________________
Prof. Dr. Eng. Eduardo Felix Ribeiro Romaneli
Universidade Tecnológica Federal do Paraná
A folha de aprovação assinada encontra-se na Coordenação do Curso de Engenharia Elétrica
À memoria de Aguinaldo Guimarães pelo
exemplo e carinho.
AGRADECIMENTOS
Primeiramente agradecemos aos nossos mestres que tanto nos ensinaram
durante todos os anos da nossa graduação, em especial para o nosso orientador,
Prof. Dr. Roger Gules. Agradecimentos especiais, também, à nossa banca
examinadora, Prof. Dr. Alceu André Badin e Prof. Dr. Eduardo Felix Ribeiro
Romaneli, pela atenção que foi dedicada na análise deste trabalho.
À empresa NHS por ter nos auxiliado sempre que necessário. Este trabalho
seria impossível sem o auxílio técnico e teórico do Me. Rafael Christiano Annunziato
e para ele vai o nosso agradecimento especial. Agradecemos o diretor técnico Eng.
Naldir Cardoso por liberar todos os equipamentos que foram necessários para a
realização deste trabalho, e por permitir a documentação do mesmo.
Não podemos deixar de agradecer, também, todos os nosso colegas de
curso que nos acompanharam nos momentos felizes e difíceis de nossa graduação.
Por fim, mas não menos importante, agradecemos os nossos familiares pelo
suporte eterno que nos oferecem até nos momentos mais escuros. Agradecemos
também a Deus por nos dar a força necessária para a conclusão deste trabalho e de
nossa graduação.
RESUMO
KAWAHARA, Luis G.; GUIMARÃES, Luís F. Projeto e implementação de uma carga
eletrônica. 2013. 86 f. Trabalho de Conclusão de Curso (Graduação em Engenharia
Industrial Elétrica) – Universidade Tecnológica Federal do Paraná. Curitiba, 2013.
Com a alta demanda de energia a sustentabilidade passou a ser uma necessidade.
É comum que indústrias utilizem uma grande quantidade de energia em testes de
seus produtos e é neste contexto que a importância da carga eletrônica está
presente, uma vez que esta é capaz de regenerar grande parte da energia utilizada
nesses testes para a rede elétrica. Neste trabalho, é mostrado o projeto e
implementação do protótipo da carga eletrônica instalada na empresa NHS de
Curitiba, Paraná, em que seu desenvolvimento passou pelas fases de simulação
através do software Simulink, dimensionamento, projeto dos controles (PI, atraso de
fase, repetitivo) e ensaios. Os resultados foram utilizados como base para uma
versão final do equipamento.
Palavras chave: carga eletrônica, energia, sustentabilidade, sistemas de controle, PI,
atraso de fase, repetitivo.
ABSTRACT
KAWAHARA, Luis G.; GUIMARÃES, Luís F. Design and implementation of an
Electronic Load. 2013. 86 f. Trabalho de Conclusão de Curso (Graduação em
Engenharia Industrial Elétrica) – Universidade Tecnológica Federal do Paraná.
Curitiba, 2013.
With the high energy demand the sustainability became a necessity. It is common for
industries to use a great quantity of energy in product testing and it is in this context
that the electronic load is present, since it is able to regenerate most of the energy
used to the power grid. This manuscript presents the project and implementation of
the electronic load prototype installed at the company NHS from Curitiba, Paraná,
where its development was divided in simulation through the software Simulink,
design, control project (PI, phase-lag, repetitive) and experiments. The results was
used as basis for the final version of the equipment.
Keywords: electronic load, energy, sustainability, control systems, PI, phase-lag,
repetitive.
LISTA DE FIGURAS
Figura 1 – Diagrama de blocos da carga eletrônica. ................................................. 17
Figura 2 – Carga eletrônica com topologia back-to-back isolada da rede. ................ 18
Figura 3 - Conversor CC-CA em ponte completa ...................................................... 24
Figura 4 - Etapa 1 do semiciclo positivo do conversor ponte-completa..................... 25
Figura 5 - Etapa 2 do semiciclo positivo do conversor ponte-completa..................... 25
Figura 6 - Etapa 3 do semiciclo positivo do conversor ponte-completa..................... 26
Figura 7 - Etapa 4 do semiciclo positivo do conversor ponte-completa..................... 27
Figura 8 - Etapa 1 do semiciclo negativo do conversor ponte-completa ................... 27
Figura 9 - Etapa 2 do semiciclo negativo do conversor ponte-completa ................... 28
Figura 10 - Etapa 3 do semiciclo negativo do conversor ponte-completa ................. 29
Figura 11 - Etapa 4 do semiciclo negativo do conversor ponte-completa ................. 29
Figura 12 - Modulação por largura de pulso .............................................................. 30
Figura 13 - Chaveamento resultante da comparação entre portadora e modulante . 31
Figura 14 - Princípio da Modulação Senoidal ............................................................ 31
Figura 15 - Chaveamento resultante da comparação entre portadora e modulante . 32
Figura 16 - Modulação PWM a três níveis................................................................. 33
Figura 17 - Forma resultante da comparação entre triangular e vseno1 ................... 34
Figura 18 - Forma resultante da comparação entre triangular e vseno2 ................... 35
Figura 19 - Forma de onda da tensão de saída ........................................................ 35
Figura 20 - Diagrama de blocos para referência de corrente .................................... 37
Figura 21 – Carga eletrônica com topologia back-to-back. ....................................... 38
Figura 22 – Sistema de malha fechada com compensador....................................... 39
Figura 23 – Resposta ao degrau do sistema não compensado e compensado com
PD. ............................................................................................................................ 40
Figura 24 – Diagrama de blocos do compensador PD. ............................................. 40
Figura 25 – Resposta ao degrau do sistema não compensado e compensado com PI.
.................................................................................................................................. 41
Figura 26 – Diagrama de blocos do compensador PI. .............................................. 42
Figura 27 – Resposta ao degrau do sistema não compensado e compensado com
PD e PID. .................................................................................................................. 43
Figura 28 – Diagrama de blocos do compensador PID. ............................................ 44
Figura 29 – Compensador PI discretizado ................................................................ 45
Figura 30 – Controlador Repetitivo. ........................................................................... 46
Figura 31 – Controlador repetitivo com proporcional em paralelo. ............................ 47
Figura 32 – Diagrama do Simulink da geração de referência de corrente para a rede.
.................................................................................................................................. 49
Figura 33 – Diagrama do Simulink do atraso de fase da tensão do barramento. ...... 50
Figura 34 – Diagrama do Simulink do PI de corrente de entrada. ............................. 50
Figura 35 – Diagrama do Simulink do feed-forward. ................................................. 51
Figura 36 – Diagrama do Simulink da geração de PWM. .......................................... 51
Figura 37 – Inversor de entrada. ............................................................................... 52
Figura 38 – Diagrama do Simulink da geração de referência de corrente da carga. . 53
Figura 39 – Fluxograma da geração da corrente não linear ...................................... 53
Figura 40 – Diagrama lógico do Simulink para geração da referência de corrente
não-linear. ................................................................................................................. 54
Figura 41 – Diagrama do Simulink do controle repetitivo. ......................................... 56
Figura 42 – Diagrama do Simulink da geração do PWM da carga eletrônica. .......... 56
Figura 43 – Inversor da carga eletrônica. .................................................................. 57
Figura 44 – Sinais resultantes da simulação de carga linear. Acima: tensão de
entrada (Volts); abaixo: corrente de entrada (Amperes). .......................................... 57
Figura 45 – Referência de corrente (Pesos) e corrente da carga linear (Amperes) em
regime permanente. .................................................................................................. 58
Figura 46 – Sinais resultantes da simulação de carga não-linear. Acima: tensão de
entrada (Volts); abaixo: corrente de entrada (Amperes). .......................................... 58
Figura 47 – Referência de corrente (Pesos) e corrente da carga não-linear
(Amperes) em regime permanente. ........................................................................... 59
Figura 48 – Placa montada da carga eletrônica. ....................................................... 60
Figura 49 – Dimensionamento do indutor a vazio ..................................................... 63
Figura 50 - Dimensionamento do indutor com carga ................................................. 63
Figura 51 – Software de configuração da carga eletrônica ....................................... 71
Figura 52 – Sinal do gate (verde) e do coletor (roxo) do IGBT .................................. 72
Figura 53 – Configuração do Software para a simulação de carga linear. ................ 73
Figura 54 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente
(verde) do UPS durante o teste de corrente linear. ................................................... 73
Figura 55 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente
(verde) da rede durante o teste de corrente linear. ................................................... 74
Figura 56 – THDi da corrente devolvida à rede com o UPS conectado na rede (teste
linear). ....................................................................................................................... 74
Figura 57 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente
(verde) da rede e tensão do UPS (azul) durante o teste de corrente linear com UPS
desconectado da rede. .............................................................................................. 75
Figura 58 – THDi da corrente devolvida à rede com o UPS desconectado da rede
(teste linear). ............................................................................................................. 75
Figura 59 – Potência drenada do UPS (esq.) e potência devolvida à rede (dir.) no
teste de carga linear. ................................................................................................. 76
Figura 60 – Configuração do Software para a simulação de carga linear. ................ 76
Figura 61 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente
(verde) do UPS durante o teste de corrente não-linear. ............................................ 77
Figura 62 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente
(verde) da rede durante o teste de corrente não-linear. ............................................ 77
Figura 63 – THDi da corrente devolvida à rede com o UPS conectado na rede (teste
não-linear). ................................................................................................................ 78
Figura 64 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente
(verde) da rede e tensão do UPS (azul) durante o teste de corrente não-linear com
UPS desconectado da rede....................................................................................... 78
Figura 65 – THDi da corrente devolvida à rede com o UPS desconectado da rede
(teste não-linear). ...................................................................................................... 79
Figura 66 – Simulação de carga linear com achatamento na tensão ........................ 80
LISTA DE SIGLAS
ADC
Analog-to Digital Converster
CA
Corrente Alternada
CC
Corrente Contínua
DSP
Digital Signal Processor
FIR
Finite Impulse Response
IGBT
Insulated Gate Bipolar Transistor
PD
Proporcional Derivativo
PI
Proporcional Integral
PID
Proporcional Integral e Derivativo
PWM
Pulse Width Modulation
RMS
Root Mean Square
UPS
Uninterruptable Power Systems
THDi
Taxa de distorção harmônica de corrente
LISTA DE SÍMBOLOS
Vab
Tensão entre terminais do inversor ponte-completa
S1, S2, S3, S4
Chave do inversor ponte-completa
N
Relação entre frequências portadora e moduladora
T
Período de onda
Tp
Período da onda portadora
f
Frequência de onda
fp
Frequência de onda portadora
M
Índice de modulação
V1
Amplitude de onda moduladora
V2
Amplitude de onda portadora
V01MAX
Amplitude da componente fundamental da tensão de saída
VO1ef
Valor eficaz da componente fundamental da tensão de saída
E
Tensão da fonte de entrada
vseno1
Primeira onda moduladora senoidal
vseno2
Segunda onda moduladora senoidal
vtri
Onda portadora triangular
+ Vd
Nível positivo de tensão de saída para conversor utilizando
modulação por largura de pulso
- Vd
Nível negativo de tensão de saída para conversor utilizando
modulação por largura de pulso
Q1, Q2, Q3, Q4, Chave do conversor CC
Gc(s)
Compensador
G(s)
Planta de Controle
H(s)
Realimentação do Sistema
fZ
Frequência do zero do compensador
fc
Frequência de Cruzamento
K1
Ganho proporcional
K2
Ganho integral
K3
Ganho derivativo
KP
Ganho proporcional
KI
Ganho integral
Ts
Período de chaveamento
F1(z)
Filtro do controle repetitivo
F2(z)
Filtro do controle repetitivo
Irefrede
Corrente de referência da rede
Vredecont
Amostra de tensão da rede utilizada para o controle
PIVbus
PI de tensão do barramento
VredeRMS
Valor eficaz da tensão da rede
VRMS
Valor eficaz de tensão
Vbusnorm
Tensão do barramento normalizada
zerobus
Zero do controlador em atraso de fase da tensão do
barramento
IrefLoad
Corrente de referência da saída da UPS
Vupscont
Amostra de tensão da UPS utilizada para controle
VupsRMS
Valor eficaz da tensão da UPS
Potência
Potência utilizada para teste da UPS
urp
Controlador repetitivo
ubus
Controlador do barramento
ebus
Erro do barramento
urede
Controlador da rede
erede
Erro da rede
upot
Controlador da potência
epot
Erro da potência
Vbus
Tensão do barramento
Vbus-min
Tensão mínima do barramento
fin
Frequência de entrada do conversor
P
Potência
C
Capacitância
L
Indutância
V
Tensão
I
Corrente
ATR
Área da perna central do transformador
BTR
Fluxo magnético
n
Número de espiras
VTR
Tensão aplicada nos terminais do transformador
ωc
Frequência angular de corte
VCE
Tensão entre coletor e emissor
ICE
Corrente entre coletor e emissor
VGE
Tensão entre gate e emissor
IMáx
Corrente máxima
IPico-Máx
Corrente máxima de pico
R
Resistência
TRC
Tempo de condução do snubber.
Lag
Atraso do controle repetitivo
frep
Frequência do compensador repetitivo
φLC
Período do filtro LC
SUMÁRIO
LISTA DE FIGURAS ................................................................................................... 2
LISTA DE SIGLAS .................................................................................................... 10
LISTA DE SÍMBOLOS .............................................................................................. 11
1 INTRODUÇÃO ....................................................................................................... 17
1.1 TEMA .................................................................................................................. 17
1.1.1 Delimitação do tema ......................................................................................... 17
1.2 PROBLEMAS E PREMISSAS ............................................................................. 19
1.3 OBJETIVOS ........................................................................................................ 19
1.3.1 Objetivos gerais ................................................................................................ 19
1.3.2 Objetivos específicos........................................................................................ 19
1.4 JUSTIFICATIVA .................................................................................................. 20
1.5 PROCEDIMENTOS METODOLÓGICOS ............................................................ 21
1.6 ESTRUTURA DO TRABALHO ............................................................................ 22
2 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA .................................................................................. 23
2.1 CONVERSORES CC-CA .................................................................................... 23
2.1.1 Conversor Ponte-Completa .............................................................................. 23
2.1.1.1 Etapas de Operação do Conversor Ponte-Completa .................................... 24
2.1.1.1.1 Etapa 1 do Semiciclo Positivo .................................................................... 25
2.1.1.1.2 Etapa 2 do Semiciclo Positivo .................................................................... 25
2.1.1.1.3 Etapa 3 do Semiciclo Positivo .................................................................... 26
2.1.1.1.4 Etapa 4 do Semiciclo Positivo .................................................................... 27
2.1.1.1.5 Etapa 1 do Semiciclo Negativo ................................................................... 27
2.1.1.1.6 Etapa 2 do Semiciclo Negativo ................................................................... 28
2.1.1.1.7 Etapa 3 do Semiciclo Negativo ................................................................... 29
2.1.1.1.8 Etapa 4 do Semiciclo Negativo ................................................................... 29
2.2 MODULAÇÃO POR LARGURA DE PULSO ....................................................... 30
2.2.1 Modulação por Largura de Pulsos Senoidal ..................................................... 31
2.2.1.1 Modulação por Largura de Pulsos Senoidal a Três Níveis ............................ 33
2.3 CONTROLE DE CORRENTE ............................................................................. 36
2.5 CARGA ELETRÔNICA ........................................................................................ 37
2.5.1 Carga Eletrônica CA ......................................................................................... 37
2.6 COMPENSADORES ........................................................................................... 39
2.6.1 Compensador Proporcional Derivativo (Avanço de Fase) ................................ 39
2.6.2 Compensador Proporcional Integral (Atraso de Fase) ..................................... 41
2.6.3 Compensador Proporcional Integral Derivativo (Atraso e Avanço de Fase) ..... 43
2.7 DISCRETIZAÇÃO DO CONTROLADOR PI ........................................................ 44
2.8 CONTROLADOR REPETITIVO .......................................................................... 46
3 DESENVOLVIMENTO ........................................................................................... 48
3.1 SIMULAÇÃO ....................................................................................................... 48
3.1.1 Conversor da rede ............................................................................................ 48
3.1.1.1 Geração da referência de corrente ................................................................ 48
3.1.1.2 Feed-forward ................................................................................................. 50
3.1.1.3 Geração do PWM .......................................................................................... 51
3.1.2 Conversor do UPS............................................................................................ 52
3.1.2.1 Geração da referência de corrente ................................................................ 52
3.1.2.2 Controle de corrente ...................................................................................... 54
3.1.2.3 Geração do PWM .......................................................................................... 56
3.1.3 Resultados ....................................................................................................... 57
3.1.4 Conclusão ........................................................................................................ 59
3.2 IMPLEMENTAÇÃO FÍSICA ................................................................................. 60
3.2.1 Dimensionamento............................................................................................. 60
3.2.1.1 Capacitor do barramento ............................................................................... 60
3.2.1.2 Dimensionamento dos indutores ................................................................... 61
3.2.1.3 Dimensionamento do capacitor ..................................................................... 64
3.2.1.4 Dimensionamento das chaves semicondutoras ............................................ 64
3.2.1.5 Acionamento das chaves semicondutoras .................................................... 65
3.2.1.6 Dimensionamento do transformador ............................................................. 66
3.2.2 Desenvolvimento do firmware .......................................................................... 67
3.2.2.1 Controle do barramento compartilhado ......................................................... 68
3.2.2.2 Controle de corrente da rede ......................................................................... 68
3.2.2.3 Controle de corrente do UPS ........................................................................ 69
3.2.3 Software de configuração da carga eletrônica ................................................. 70
3.2.4 Resultados ....................................................................................................... 72
3.2.4.1 Chaveamento dos IGBTs .............................................................................. 72
3.2.4.2 Simulação de corrente linear ......................................................................... 72
3.2.4.3 Simulação de corrente não-linear .................................................................. 76
3.2.4.4 Simulação de carga linear quando há afundamento de tensão ..................... 80
4 CONSIDERAÇÕES FINAIS ................................................................................... 81
5 REFERÊNCIAS ...................................................................................................... 82
APÊNDICE A ............................................................................................................ 85
17
1 INTRODUÇÃO
1.1 TEMA
Com o aumento no número de indústrias e demandas por produtos no
mercado, o consumo energético no mundo tende apenas a subir. O modo mais
atraente de amenizar os danos que tal demanda pode causar é aplicando os
conceitos de sustentabilidade. Com isto em mente, várias empresas no mundo estão
utilizando as cargas eletrônicas pela sua capacidade de regeneração da energia,
utilizada no teste de volta para a rede elétrica.
1.1.1 Delimitação do tema
Segundo Wang (2009), a carga eletrônica é um instrumento de eletrônica de
potência cuja finalidade é simular cargas tais como resistores, indutores e
capacitores. Em testes de potência convencionais, utilizando resistores, a energia
utilizada é totalmente desperdiçada, além de aquecer o local do teste, tornando-o
desagradável em algumas situações. Além da simulação de cargas, este dispositivo
tem a capacidade de devolver para a rede elétrica grande parte da energia utilizada
nos testes, evitando o desperdício de energia (LI, 2009).
Figura 1 – Diagrama de blocos da carga eletrônica.
Fonte: Adaptado de Li (2008, p. 630)
Como visto em Huilin (2004), sua utilização na realização de testes de burnin e de desgaste em inversores, unidades ininterruptas de energia (UPS - do inglês
18
Uninterruptible Power Supply), geradores e afins está cada vez maior, pois a carga
eletrônica pode proporcionar testes de tensão constante, corrente constante ou
potência constante. Neste projeto a carga eletrônica proposta será utilizada para
testes em UPS.
Com as várias pesquisas na área, hoje é possível projetar cargas com
regeneração de corrente senoidal, dupla conversão, regulagem do barramento CC e
harmônicos de baixa amplitude.
A topologia de carga eletrônica que será desenvolvida é a back-to-back.
Esta topologia possui dois conversores full-bridge (ponte-completa), como mostrado
na Figura 2.
Figura 2 – Carga eletrônica com topologia back-to-back isolada da rede.
Fonte: Adaptado de Li (2008, p. 631).
Esta topologia permite que a energia utilizada para o teste da UPS no
conversor da terceira parte flua para a rede pelo conversor da primeira parte através
do transformador isolador.
Se o UPS estiver utilizando energia da bateria, a carga eletrônica estará
injetando energia à rede. Caso esteja conectado à rede, a carga estará apenas
devolvendo parte da energia utilizada.
Para que a carga eletrônica esteja isolada da rede, utiliza-se um
transformador com relação de espiras unitárias entre a carga e a rede.
19
1.2 PROBLEMAS E PREMISSAS
A dificuldade na implementação de uma carga eletrônica está na
concordância entre os vários controles existentes. Cada etapa dos conversores
possui seu controle e estes influenciam um nos outros, complicando a operação
ótima do sistema. Com um controle projetado erroneamente, é possível que a
referência de corrente não seja corretamente replicada, podendo gerar erros nos
valores desejados de potência ou deformações na forma de onda e, assim, acabar
por comprometer o objetivo do teste aplicado pela carga.
1.3 OBJETIVOS
1.3.1 Objetivos gerais
Desenvolver uma carga eletrônica isolada com controle de potência, controle
de forma de onda de corrente e regeneração da energia utilizada para a rede com
forma de onda de corrente senoidal.
1.3.2 Objetivos específicos
Como metas específicas para o projeto e implementação da carga eletrônica,
tem-se:

Desenvolver o circuito elétrico;

Simular a carga eletrônica;

Montar o protótipo;

Desenvolver o firmware;
20

Projetar os controladores;

Ajustar os controles;

Validar os resultados da simulação.
1.4 JUSTIFICATIVA
Alguns produtos necessitam de testes que visam averiguar o desempenho
fornecido pelo equipamento produzido aplicando cargas em sua saída. Este trabalho
visa construir uma carga eletrônica, que torna possível que tais testes sejam
realizados com o mínimo de desperdício de energia, ajudando a levar a frente a
ideia da sustentabilidade. Fato que é possível devido à regeneração da energia à
rede elétrica, apenas sendo desperdiçadas as perdas que ocorrem no chaveamento,
no cobre e o consumo do próprio DSP e outros semicondutores presentes no
circuito.
Sua aplicação vai desde baterias, conversores eletrônicos, fonte de tensão
até geradores. Além disso, observa-se que é necessário um estudo aprofundado em
eletrônica de potência e sistemas de controle, a fim de que o teste realizado forneça
o resultado desejado.
Há vários métodos para a construção de uma carga eletrônica. Neste
estudo, o enfoque será a construção de uma carga eletrônica através de
conversores full-bridge, controle repetitivo, controle PI e avanço de fase, pois são
métodos já conhecidos e que devem trazer uma maior eficácia para a construção da
carga eletrônica.
No estudo, haverá o objetivo da construção de uma carga eletrônica que
seja capaz de fornecer potência à rede elétrica, além de ser capaz de fornecer com
forma de onda de corrente senoidal.
21
1.5 PROCEDIMENTOS METODOLÓGICOS
Como metodologia de estudo e implementação da carga eletrônica, será
realizada a pesquisa teórica, a análise computacional e os experimentos práticos. A
revisão bibliográfica utilizará como principais meios de informação os portais de
periódicos científicos e a biblioteca da UTFPR. A análise computacional contará com
o auxílio do programa computacional MATLAB. Para os experimentos práticos, será
usado o laboratório da empresa NHS e a estrutura que este proporciona, como
componentes eletrônicos, fontes de tensão e osciloscópios. Também serão
realizados encontros periódicos com o professor orientador, para a obtenção de
informações que auxiliem no estudo.
O estudo será dividido de acordo com as seguintes etapas:

ETAPA 1: Elaboração do referencial teórico; com o auxílio dos meios
de informação citados, pretende-se encontrar livros, artigos e demais
arquivos que auxiliem na compreensão e aprofundamento sobre o
tema;

ETAPA 2: Estudo e desenvolvimento da simulação da carga
eletrônica; será implementado um programa pelo MATLAB que simule
o correto funcionamento da carga eletrônica;

ETAPA 3: Estudo e desenvolvimento do protótipo da carga eletrônica;

ETAPA 4: Obtenção dos dados do protótipo da carga eletrônica;

ETAPA 5: Validação dos resultados teóricos; após obtenção dos
dados da carga eletrônica, os resultados teóricos serão comparados
com os dados experimentais para avaliar a eficácia da carga
eletrônica.

ETAPA 6: Conclusões; realização de um estudo para avaliar se a
carga eletrônica proposta correspondeu ao esperado, proporcionando
controle e formas de onda de acordo com o proposto.
22
1.6 ESTRUTURA DO TRABALHO
O trabalho será documentado em cinco capítulos. O primeiro capítulo
apresentará a delimitação do tema, assim como os problemas, premissas, objetivos
e a metodologia referentes ao estudo do tema.
No segundo capítulo se encontrará a base teórica para a realização da carga
eletrônica, principalmente focada na obtenção de referencial bibliográfico sobre o
conversor ponte-completa, controle proporcional, derivativo e integral, discretização
de controle e controlador repetitivo.
No terceiro capítulo será apresentada a fase de construção da simulação da
carga eletrônica através do programa MATLAB.
Os resultados experimentais serão expostos no capítulo quatro, para que se
tenha a comparação e a esperada validação dos dados obtidos da carga eletrônica
proposta.
O quinto e último capítulo avaliará a eficácia e viabilidade da carga eletrônica
proposta.
23
2 REVISÃO BIBLIOGRÁFICA
2.1 CONVERSORES CC-CA
Os conversores CC-CA, também conhecidos como inversores, possuem a
função básica de converter uma fonte contínua (de tensão ou de corrente) aplicada à
sua entrada, em uma fonte alternada, de valor médio nulo, simétrica em amplitude e
frequência constante (BARBI, 2008, p.1).
Os inversores possuem diversas características que diferenciam cada
topologia de conversor CC-CA, sendo que as topologias são utilizadas de acordo
com a necessidade da aplicação. As topologias mais utilizadas são half-bridge
(meia-ponte), full-bridge (ponte-completa) e push-pull.
Os conversores CC-CA podem ser monofásicos, trifásicos ou possuir mais
fases, ser isolados ou não isolados, ser inversores de corrente ou de tensão, além
de poderem atuar em diferentes modos de condução.
As aplicações dos conversores CC-CA são variadas, como na sua utilização
para o controle de velocidade de motores de corrente alternada, sistemas
ininterruptos de energia e sistemas de alimentação embarcados (GUERREIRO;
MUHLEN; POMILIO, 2012, p.1).
A topologia a ser utilizada para o estudo é a de um inversor monofásico
ponte-completa, pois este conversor é indicado para grandes potências e altas
tensões de saída. O inversor ponte-completa utilizará o chaveamento dos
dispositivos semicondutores através da modulação por largura de pulso (PWM - do
inglês Pulse Width Modulation), como explicado no capítulo 2.2.
2.1.1 Conversor Ponte-Completa
A estrutura do conversor CC-CA em ponte completa, ou inversor pontecompleta, representada na Figura 3, possui dois braços compostos por um par de
chaves cada uma possuindo um diodo antiparalelo.
24
Figura 3 - Conversor CC-CA em ponte completa
Fonte: Adaptado de Pinheiro Filho (2005, p. 40).
O inversor ponte-completa apresenta os menores esforços de tensão e
corrente nas chaves comandadas se comparado com as topologias meia-ponte e
push-pull (BARBI; DENIZAR, 2008, p.22).
Para o comando das chaves, foi escolhida a utilização da modulação PWM
de três níveis em alta frequência, para que o conteúdo harmônico possua frequência
que se distancie do termo fundamental (BARBI; DENIZAR, 2008, p.22).
2.1.1.1 Etapas de Operação do Conversor Ponte-Completa
Quando em modo contínuo e fornecendo energia para a rede, o conversor
CC-CA ponte-completa possui 8 etapas de operação, onde 4 etapas estão no
semiciclo positivo da tensão de saída e 4 etapas no semiciclo negativo da tensão de
saída (PINHEIRO FILHO, 2005, p.40).
25
2.1.1.1.1 Etapa 1 do Semiciclo Positivo
Figura 4 - Etapa 1 do semiciclo positivo do conversor ponte-completa
Fonte: Adaptado de Pinheiro Filho (2005, p. 43).
Na primeira etapa do conversor ponte-completa, representada pela Figura 4,
as chaves S1 e S4 estão conduzindo. A tensão na fonte CC é maior do que a tensão
aplicada da rede, portanto a corrente possui o sentido da seta da Figura 4 e valor
crescente.
A primeira etapa termina quando a chave S4 é acionada para interromper a
condução, iniciando a Etapa 2 (PINHEIRO FILHO, 2005, p.43).
2.1.1.1.2 Etapa 2 do Semiciclo Positivo
Figura 5 - Etapa 2 do semiciclo positivo do conversor ponte-completa
Fonte: Adaptado de Pinheiro Filho (2005, p. 43).
26
A segunda etapa de funcionamento do conversor ponte-completa,
representada na Figura 5, possui a chave S1 e o diodo antiparalelo da chave S2
conduzindo.
Nesta configuração, a corrente possui a direção indicada pela seta. Como
não há tensão de entrada aplicada sobre o indutor e a carga, a tensão Vab é nula e a
corrente no indutor decresce linearmente (PINHEIRO FILHO, 2005, p.43).
2.1.1.1.3 Etapa 3 do Semiciclo Positivo
Figura 6 - Etapa 3 do semiciclo positivo do conversor ponte-completa
Fonte: Adaptado de Pinheiro Filho (2005, p. 44).
A terceira etapa do conversor ponte-completa é similar a Etapa 1, como
representado na Figura 6. A chave S4 assume a corrente do diodo da chave S2,
fazendo com que a tensão Vab possua o valor da tensão de entrada positiva
(PINHEIRO FILHO, 2005, p.44).
27
2.1.1.1.4 Etapa 4 do Semiciclo Positivo
Figura 7 - Etapa 4 do semiciclo positivo do conversor ponte-completa
Fonte: Adaptado de Pinheiro Filho (2005, p. 44).
Na Etapa 4 do conversor ponte-completa, representada na Figura 7, a chave
S1 é comandada a interromper a condução, fazendo com que a corrente do indutor
possua o caminho através da chave S4 e do diodo antiparalelo da chave S3.
A tensão Vab é nula, fazendo com que o indutor descarregue pela roda-livre
e a corrente decresça linearmente (PINHEIRO FILHO, 2005, p.44).
2.1.1.1.5 Etapa 1 do Semiciclo Negativo
Figura 8 - Etapa 1 do semiciclo negativo do conversor ponte-completa
Fonte: Adaptado de Pinheiro Filho (2005, p. 45).
28
Na
Etapa
1
do
semiciclo
negativo
do
conversor
ponte-completa,
representada na Figura 8, as chaves S2 e S4 são comandadas a conduzir.
Nesta configuração a tensão Vab é negativa, fazendo com que a corrente no
indutor e carga tenha o sentido indicado pela seta e valor crescente, porém negativo
(PINHEIRO FILHO, 2005, p.45).
2.1.1.1.6 Etapa 2 do Semiciclo Negativo
Figura 9 - Etapa 2 do semiciclo negativo do conversor ponte-completa
Fonte: Adaptado de Pinheiro Filho (2005, p. 46).
A Etapa 2 de funcionamento do semiciclo negativo do conversor pontecompleta, representada na Figura 9, possui a chave S3 e o diodo antiparalelo da
chave S4 conduzindo.
Neste estágio, a tensão Vab é nula e a corrente no indutor decresce
linearmente na direção indicada pela seta (PINHEIRO FILHO, 2005, p.46).
29
2.1.1.1.7 Etapa 3 do Semiciclo Negativo
Figura 10 - Etapa 3 do semiciclo negativo do conversor ponte-completa
Fonte: Adaptado de Pinheiro Filho (2005, p. 46).
A terceira etapa do conversor ponte-completa é similar a Etapa 1, como
representado na Figura 10. A chave S3 assume a corrente do indutor, fazendo com
que a tensão Vab possua valor negativo da tensão de entrada (PINHEIRO FILHO,
2005, p.46).
2.1.1.1.8 Etapa 4 do Semiciclo Negativo
Figura 11 - Etapa 4 do semiciclo negativo do conversor ponte-completa
Fonte: Adaptado de Pinheiro Filho (2005, p. 46).
Na quarta etapa do semiciclo negativo, mostrada na Figura 11, a chave S3
sofre bloqueio, fazendo com que S1 assuma a corrente. A chave S1 é então
30
comandada a conduzir, porém devido ao sentido da corrente, a corrente se mantém
circulando pelo diodo antiparalelo (PINHEIRO FILHO, 2005, p.46).
2.2 MODULAÇÃO POR LARGURA DE PULSO
A modulação por largura de pulso tem sido alvo de frequentes estudos, usos
e criação de novos métodos, como em sistemas de controle de velocidade de
motores CC (LI; HUANG; YIN, 2008), controle de corrente de conversores fonte de
tensão (WANG; LI, 2010) e no controle digital de inversores de UPS (DENG;
ORUGANTI; SRINIVASAN, 2005).
Na modulação por largura de pulso, as chaves do conversor são ligadas e
desligadas várias vezes durante um semiciclo e a tensão de saída é controlada pela
variação da largura de pulsos (RASHID, 1999, p. 213).
A frequência em uma modulação por largura de pulso é constante, variandose o tempo que a chave permanece ligada (POMILIO, 2012, p.1).
O chaveamento é realizado através da comparação de um sinal de controle,
chamado de modulante, com uma onda periódica, chamada de portadora (POMILIO,
2012, p.1).
Na Figura 12 estão mostrados a portadora, uma onda periódica dente-deserra, assim como a modulante, representada através de linhas pontilhadas.
Figura 12 - Modulação por largura de pulso
Fonte: Adaptado de Pomilio (2012, p.3-1)
Na Figura 13 está representado o chaveamento resultante da comparação
linear entre a portadora e a modulante da Figura 12.
31
Figura 13 - Chaveamento resultante da comparação entre portadora e modulante
Fonte: Adaptado de Pomilio (2012, p.3-1)
No estudo proposto, será realizada a modulação PWM senoidal, que reduz
significativamente o fator de distorção e as componentes harmônicas em
comparação com a modulação realizada através de comparação linear.
2.2.1 Modulação por Largura de Pulsos Senoidal
A modulação por largura de pulsos senoidal é realizada através da
comparação de uma referência senoidal de baixa frequência com uma onda
triangular de alta frequência, como mostrado na Figura 14 (BARBI; DENIZAR, 2008,
p.332).
Figura 14 - Princípio da Modulação Senoidal
Fonte: Adaptado de Barbi e Denizar (2008, p.333)
32
Através da intersecção das duas formas de onda é gerado o chaveamento
resultante, como mostrado na Figura 15.
Figura 15 - Chaveamento resultante da comparação entre portadora e modulante
Fonte: Adaptado de Barbi e Denizar (2008, p.333)
A variação dos pulsos gerada pelo chaveamento mostrado na Figura 15
resulta em uma onda senoidal na saída do conversor.
A frequência da componente fundamental da tensão de saída segue a
frequência da onda moduladora senoidal, a frequência de comutação das chaves
estáticas segue a onda portadora triangular.
A relação N entre as duas frequências é dada pela equação (1).
N
fp
T

Tp
2f
(1)
Onde T é o período da moduladora, Tp é o período da portadora, f é a
frequência da moduladora e fp é a frequência da portadora.
O índice de modulação M é dado pela equação (2).
M
V1
V2
Onde V1 é a amplitude da moduladora e V2 é o valor de pico da portadora.
(2)
33
A amplitude VO1max e o valor eficaz VO1ef da componente fundamental da
tensão de saída são controlados pelo índice M através das equações (3) e (4).
Vo1max  ME
Vo1ef 
Vo1max
2
Onde E é a tensão da fonte de entrada (BARBI; DENIZAR, 2008, p.334).
Há duas formas de modulação PWM senoidal:

Modulação PWM senoidal a dois níveis;

Modulação PWM senoidal a três níveis.
A forma utilizada no estudo será a modulação PWM a três níveis.
2.2.1.1 Modulação por Largura de Pulsos Senoidal a Três Níveis
A modulação PWM senoidal a três níveis está representada na Figura 16.
Figura 16 - Modulação PWM a três níveis
Fonte: Adaptado de Barbi e Denizar (2008, p.340)
(3)
(4)
34
De acordo com Barbi e Denizar (2008, p.338), “os sinais de comando são
obtidos a partir da intersecção de duas ondas moduladas senoidais de mesma
amplitude e frequência, mas defasadas de 180º uma em relação à outra, com uma
onda portadora triangular”.
Sendo vseno1 e vseno2 as ondas moduladoras senoidais e vtri a onda portadora
triangular, dadas pela Figura 16, será feita comparação entre as duas ondas
senoidais para o chaveamento do conversor.
A comparação entre a onda triangular e a vseno1 que resulta o comando das
chaves S1 e S3 de um conversor ponte-completa está mostrada na Figura 17.
Figura 17 - Forma resultante da comparação entre triangular e vseno1
Fonte: Adaptado de Barbi e Denizar (2008, p.340)
A comparação entre a onda triangular e a vseno2 que resulta no comando das
chaves S2 e S4 está mostrada na Figura 18.
Considerando-se que as chaves S1 e S2 e as chaves S3 e S4 não podem
conduzir simultaneamente, se vseno1> vtri a chave S1 entra em condução, se vseno1<
vtri então a chave S3 entra em condução. Se vseno2> vtri a chave S2 entra em
condução e se vseno2< vtri então a chave S4 entra em condução.
35
Figura 18 - Forma resultante da comparação entre triangular e vseno2
Fonte: Adaptado de Barbi e Denizar (2008, p.340)
Desta forma, tem-se o chaveamento resultante para que a tensão de saída
possua forma senoidal, mostrado na Figura 19.
Figura 19 - Forma de onda da tensão de saída
Fonte: Adaptado de Barbi e Denizar (2008, p.340)
Nesta forma de esquema PWM, quando uma troca ocorre, a tensão de saída
muda entre os níveis de tensão zero e +Vd ou entre zero e -Vd. Por esta razão, esta
forma de esquema PWM é chamada de PWM senoidal a três níveis.
Utilizando a modulação PWM senoidal a três níveis se tem a vantagem de
que a frequência é elevada, fazendo com que as componentes harmônicas tenham
frequências mais elevadas, facilitando a filtragem.
36
Como desvantagem se tem as perdas por comutação das chaves, devido à
frequência elevada de chaveamento (BARBI; DENIZAR, 2008, p.339)
2.3 CONTROLE DE CORRENTE
O princípio de funcionamento do controle de corrente é fazer com que a
corrente a ser entregue à rede e a corrente da saída da UPS tenham as formas de
onda desejadas.
O funcionamento do circuito de controle de corrente típico aplicado em
conversores está representado na Figura 20. Segundo Pomílio (2012, 3-10), a
corrente no indutor do conversor é regulada de acordo com a referência gerada.
Gera-se um sinal que determina a largura de pulso para que a corrente possua a
forma desejada.
Na Figura 20, para os conversores utilizados na carga eletrônica, A é a
amostra de tensão utilizada como referência de senóide, B é o valor de referência da
tensão do barramento e C é o valor eficaz da amostra da tensão.
A referência de corrente, utilizada no controle de corrente, é então regulada
de acordo com o valor dado pelo bloco A.B/C 2 e depois utilizada para a modulação
de largura de pulso gerada no conversor.
A divisão de A por C realiza a divisão do sinal pelo módulo, retornando um
valor unitário utilizado como referência. O valor de B é referente a um valor de
potência, que dividido por C fornece uma amplitude de corrente. Portanto, tem-se
um sinal de referência e uma amplitude de corrente que fornecem a referência de
corrente desejada.
O conversor da rede requer uma referência de corrente que forneça corrente
senoidal à rede. A referência de corrente do conversor da UPS é realizada para que
a corrente na saída da UPS possua forma linear ou não-linear de acordo com a
potência e ângulos requeridos.
37
Figura 20 - Diagrama de blocos para referência de corrente
Fonte: Adaptado de Pomilio (2012, 3-10)
2.5 CARGA ELETRÔNICA
A carga eletrônica pode operar em modo de corrente contínua (CC) ou de
corrente alternada (CA). Neste capítulo será apresentada a topologia da carga
eletrônica que será utilizada neste projeto tal como sua justificativa.
2.5.1 Carga Eletrônica CA
A topologia mais comum para o desenvolvimento da carga eletrônica CA é a
back-to-back (JEONG, 2010; LI, 2008), visto que esta realiza um conversão CA/CC e
CC/CA, permitindo a operação da carga e do equipamento em teste em frequências
e fases diferentes.
38
A Figura 1 mostra o diagrama de blocos de uma carga eletrônica CA com
capacidade de regeneração de energia. A energia, que a carga eletrônica absorve
do equipamento em teste, é devolvida para a rede, diminuindo a energia consumida
(LI, 2008, p. 630).
Neste trabalho, propõe-se a implementação de uma carga eletrônica com
topologia apresentada na Figura 28.
Figura 21 – Carga eletrônica com topologia back-to-back.
Fonte: Adaptado de Li (2008, p. 631).
A secção 1 representa o inversor ponte completa responsável pelo controle
da corrente de rede, e a secção 3 ilustra o inversor que será conectado ao
equipamento a ser testado. A secção 2 apresenta o barramento CC compartilhado
por ambos os lados. Tal barramento é responsável pela transferência de energia
entre as duas partes (LI, 2008, p. 631), possibilitando a bidirecionalidade da carga
eletrônica. Esta topologia permite, também, a inversão em frequências diferentes
para cada conversor, possibilitando, assim, a operação da carga conectada à rede e
o UPS operando em modo inversor. Nesta situação, o UPS estará trabalhando em
uma frequência diferente da rede – mesmo que mínima – acarretando numa
diferença de fase entre os dois conversores.
39
2.6 COMPENSADORES
Para garantir a estabilidade da carga eletrônica, será necessário projetar
compensadores para as diversas etapas. O projeto de controladores requer uma
realimentação, que é comparada com uma referência gerando um erro. Partindo
deste erro, o compensador atua na planta a fim de minimizar o erro, a oscilação da
resposta transitória ou o tempo de assentamento. A ação mais comum dos
compensadores na área da conversão de energia se dá por meio da variação da
razão cíclica do PWM. No diagrama de blocos da Figura 22, Gc(s) representa o
compensador agindo na planta G(s) e H(s) é a realimentação do sistema.
Figura 22 – Sistema de malha fechada com compensador.
Fonte: Ogata (2000, p. 542).
Os compensadores podem ser implementados de forma analógica ou digital.
Neste capítulo serão apresentadas três estratégias de controle analógicas (PD, PI e
PID), técnica de discretização e o controle repetitivo. Neste trabalho, serão utilizados
compensadores digitais implementados em Processadores Digitais de Sinais (DSP –
do inglês Digital Signal Processor).
2.6.1 Compensador Proporcional Derivativo (Avanço de Fase)
Segundo Nise (2002, p. 364), compensador PD tem por finalidade aumentar
de forma ativa o amortecimento, reduzir as oscilações e sobressinal, aumentar a
estabilidade e diminuir o tempo de assentamento, como mostrado na Figura 23.
Porém, devido ao efeito derivativo, sua sensibilidade a ruídos é aumenta.
40
Figura 23 – Resposta ao degrau do sistema não compensado e compensado
com PD.
Fonte: Nise (2002, p. 371).
Na Figura 24 está apresentado o diagrama de blocos do sistema
compensado com PD
Figura 24 – Diagrama de blocos do compensador PD.
Fonte: Nise (2002, p. 371).
Este compensador melhora a margem de fase adicionando um zero a uma
frequência fz distante o bastante da frequência de cruzamento fc, de modo que a
margem de fase seja aumentada ao nível desejado.
Uma vez projetado, o compensador PD pode ser implementado pela função
transferência apresentada na equação (5) (NISE, 2002, p. 371).

K 
GC s   K 2 s  K 1  K 2  s  1 
K2 

(5)
Onde K1 representa o ganho proporcional e K2 representa o ganho derivativo.
41
Um efeito colateral indesejado que surge neste tipo de controlador é o
aumento do ganho, de +20 dB/década, com a frequência. Para contornar este efeito,
adicionam-se polos de alta frequência para que o ganho tenda a zero e atenuem os
ruídos em tais bandas. Adicionando-se o polo, o controlador é chamado de
compensador por avanço de fase.
Com o polo do compensador em avanço de fase mais afastado do eixo
imaginário que o zero, a contribuição angular do compensador é positiva,
exatamente como faz o zero de um compensador PD simples (NISE, 2002, p 372).
Deve-se, também, reservar uma atenção na frequência de chaveamento,
uma vez que esta pode gerar um ganho no controlador se ela for mais alta que a
frequência do polo (ERICKSON, 2004, p. 348-349).
2.6.2 Compensador Proporcional Integral (Atraso de Fase)
O compensador PI tem como principal característica a redução do erro de
estado estacionário, para uma entrada degrau, sem afetar de forma significativa a
resposta transitória, como pode ser visto na Figura 25.
Figura 25 – Resposta ao degrau do sistema não compensado e compensado
com PI.
Fonte: Nise (2002, p. 359).
42
O diagrama de blocos apresentado na Figura 26 representa o sistema
compensado com o PI.
Figura 26 – Diagrama de blocos do compensador PI.
Fonte: Nise (2002, p. 360).
A estratégia para a implementação do PI é a adição de um polo em zero, e
de um zero próximo ao polo para que a contribuição do compensador calculada nos
polos dominantes originais seja próxima de zero (NISE, 2002, p 358).
Com este tipo de compensador o ganho a baixas frequências é aumentado,
melhorando a regulação para frequência bem abaixo da frequência de cruzamento.
Devido a sua simplicidade e efetividade, o compensador PI é amplamente utilizado
em sistemas com realimentação (ERICKSON, 2004, p. 351).
Depois de projetado, o compensador PI pode ser implementado segundo a
equação (6) (NISE, 2002, p. 360).

K 
K 1  s  2 
K1 
K

GC s   K 1  2 
s
s
(6)
Onde K1 representa o ganho proporcional e K2 representa o ganho integral.
Posicionando-se o polo do compensador PI para a esquerda próximo à
origem e a direita do zero do compensador, tem-se um compensador por atraso de
fase.
Se o polo e o zero do compensador por atraso de faze estiverem próximos
um do outro, a contribuição angular do compensador será aproximadamente zero,
assim como no compensador PI.
43
Embora não aumente o tipo do sistema, o compensador por atraso de fase
melhora efetivamente a constante de erro estático em relação a um sistema não
compensado (NISE, 2002, p 361).
2.6.3 Compensador Proporcional Integral Derivativo (Atraso e Avanço de Fase)
O compensador PID reúne as vantagens de cada ação de controle individual
(OGATA, 2000, p.178). Em frequências baixas, o compensador integra o sinal de
erro, conduzindo à uma regulação exata, e em frequências altas o compensador
impõe um avanço de fase, proporcionando uma melhora na margem de fase
(ERICKSON, 2004, p. 353).
Este controlador possui dois zeros e um polo na origem. Um zero e o polo na
origem derivam do controlador PI, enquanto o outro zero provém do compensador
PD (NISE, 2002, p. 376).
Figura 27 – Resposta ao degrau do sistema não compensado e
compensado com PD e PID.
Fonte: Nise (2002, p. 379).
O diagrama de blocos do controlador PID pode ser representado como a
Figura 28.
44
Figura 28 – Diagrama de blocos do compensador PID.
Fonte: Nise (2002, p. 376).
Feito o projeto, a implementação é realizada de acordo com a equação (7)
(NISE, 2002, p. 376).
GC s   K 1 
K s  K 2  K 3s 2
K2
 K 3s  1
s
s

K
K 
K 3  s 2  1 s  2 
K3
K3 


s
(7)
Onde K1 representa o ganho proporcional, K2 o ganho integral e K3 o ganho
derivativo.
Da mesma forma que o PID, a combinação entre o compensador por atraso
de fase e o compensador por avanço de fase resulta em um compensador por
avanço e atraso de fase, que melhora tanto a resposta transitória quanto o erro de
estado estacionário (NISE, 2002, p. 380).
2.7 DISCRETIZAÇÃO DO CONTROLADOR PI
Para a implementação do controle em sistemas digitais, é necessário que se
faça a discretização do plano s para o plano z. Neste trabalho, utilizaremos o método
de integração de Euler em atraso. Para tal, a transformação de s para z respeita a
equação (8) (BUSO, 2006).
45
s
z 1
zTS
(8)
A partir da equação (8), pode-se chegar ao formato da equação (9)


K
1  P s 
KI 

Gc (s )  K I
s
(9)
Substituindo (8) na equação (9), obtém-se a equação (10):

K z  1
1  P

K I zTS  K P  K I TS z  K P
z

GC z   K 2

 K P  K I TS
z 1
z 1
z 1
zTS
(10)
Figura 29 – Compensador PI discretizado
Fonte: Buso (2006, p. 52).
A partir do diagrama de blocos apresentado na Figura 29, pode-se obter a
equação (11). Tal equação pode ser facilmente utilizada no algoritmo a ser
embarcado no DSP.
un   K P en   K ITS en   K ITS en  1
(11)
46
2.8 CONTROLADOR REPETITIVO
Neste trabalho será necessário fazer o controle de corrente de uma
referência não-linear. Devido as suas derivadas, o controlador PI não consegue
compensar o erro de forma satisfatória. Então, propõe-se o uso do controlador
repetitivo que tem a propriedade de seguir qualquer dada referência com erro de
regime zero (BUSO, 2006, p. 129).
Tal fato pode ser comprovado analisando a resposta em frequência da
função transferência do compensador apresentado na Figura 30. O resultado é um
ganho infinito para as frequências múltiplas da fundamental.
Figura 30 – Controlador Repetitivo.
Fonte: Adaptado de Buso (2006, p. 130).
No entanto, pelos mesmos motivos, a sua estabilidade pode ser
comprometida, uma vez que a amplificação infinita das componentes harmônicas de
grandes ordens do sinal de erro pode reduzir a margem de fase da malha de
controle. Para contornar tal problema, faz-se a adição dos filtros F1(z) e F2(z), a fim
de limitar a amplificação das harmônicas de altas frequências.
Para a implementação utilizou-se um proporcional em paralelo para melhorar
as respostas transitórias, pois estas podem não ser satisfatórias devido a pequena
margem de fase do controlador repetitivo. O controlador repetitivo escolhido para ser
implementado, então, está apresentado na Figura 31.
47
Figura 31 – Controlador repetitivo com proporcional em paralelo.
Fonte: Adaptado de Buso (2006, p. 132).
48
3 DESENVOLVIMENTO
O desenvolvimento foi dividido em: simulação, dimensionamento e firmware.
3.1 SIMULAÇÃO
Para simular a carga eletrônica a ser desenvolvida neste trabalho, utilizou-se
a ferramenta Simulink do programa Matlab. Para esta simulação, utilizamos a carga
fixada em 3000 W, e para a carga não-linear, utilizamos uma forma de corrente de
ponte retificadora com ângulo de condução do diodo de 45°.
Nesta seção estão apresentadas apenas partes do circuito simulado e o
esquema completo da simulação pode ser visto no Apêndice A.
3.1.1 Conversor da rede
3.1.1.1 Geração da referência de corrente
O primeiro passo foi a implementação do conversor da rede, como na Figura
20, através da equação (12). A tensão regulada foi definida em 400 V, sendo esta
referente ao barramento compartilhado. Esta tensão se mantém através desta
equação, pois a saída do controlador PI do barramento retorna o valor da potência
que está passando por ele. Sendo assim, quando a potência injetada no barramento
aumenta, juntamente é aumentada a referência de corrente, evitando que a tensão
do barramento suba, pois esta energia estará sendo devolvida à rede.
Irefrede 
Vredecont PIVbus
2
VredeRMS 0,004666
(12)
49
Para que a simulação seja mais aproximada à implementação a ser feita no
TCC, foram feitas normalizações em Q15 – onde 32768 pesos correspondem a 1 pu.
Sendo assim, a normalização da variável Vaccont foi fixada para um pico de 32768
pesos quando o pico da rede for 375 V, pois o fundo de escala da tensão de entrada
da carga é de 265 VRMS. Igualmente, a variável VredeRMS2 foi normalizada pela
constante 0,004666 para se ter 32768 pesos quando a tensão VredeRMS
(normalizada em 10 pesos por volt) fosse 2650 pesos. O diagrama de blocos do
Simulink pode ser visto na Figura 32.
Figura 32 – Diagrama do Simulink da geração de referência de corrente para a rede.
Fonte: Os autores.
A partir da equação (13), controlador em atraso de fase da tensão do
barramento foi implementado como na Figura 33, onde a amostra de tensão do
barramento, Vbusnorm, é normalizada em 50 pesos por volt. Os ganhos apresentados
já estão com ajustes para que polo de malha fechada esteja dentro do círculo
unitário e o zero esteja posicionado entre o polo e a origem, mantendo a estabilidade.
O zero pode ser calculado a partir da equação (14).
ubus [n]  0,9995  ubus [n  1]  3,8893  ebus [n]  3,8854  ebus [n  1]
Ki
Kp
(14)
3,8854
3,8893
(15)
zerobus 
zerobus 
(13)
Então,
zerobus  0,9990
50
Figura 33 – Diagrama do Simulink do atraso de fase da tensão do barramento.
Fonte: Os autores.
Como mencionado anteriormente, a saída do controlador do barramento
retornará o valor da potência, fornecendo a amplitude da referência de corrente. A
equação (16) apresenta a implementação do PI de corrente de entrada, e a Figura
34 a sua implementação no Matlab.
urede [n]  urede [n  1]  3,3930  erede [n]  3,0144  erede [n  1]
(16)
Figura 34 – Diagrama do Simulink do PI de corrente de entrada.
Fonte: Os autores.
3.1.1.2 Feed-forward
Para a geração do PWM dos IGBTs, é utilizado um feed-forward da tensão
de entrada para diminuir o esforço realizado pelo PI. Neste feed-forward é realizado
a realimentação negativa do PI de corrente da rede e é gerada a senóide a ser
chaveada nos IGBTs. Tal feed-forward é implementado dividindo a variável Vaccont
pela Vbusnorm e multiplicando o resultado por 0,61 a fim de se ter um resultado de 1
pu de pico para quando a tensão de entrada for 265 V RMS e o barramento 400 V. O
diagrama de blocos está apresentado na Figura 35.
51
Figura 35 – Diagrama do Simulink do feed-forward.
Fonte: Os autores.
3.1.1.3 Geração do PWM
Por fim, gerou-se o PWM a ser chaveado nos IGBTs. O diagrama mostrando
a implementação está na Figura 36.
Figura 36 – Diagrama do Simulink da geração de PWM.
Fonte: Os autores.
A saída do demultiplexador retorna os PWMs defasados de 180° e a fase 1B
é o PWM complementar que faz a comutação do segundo braço do inversor de
entrada, como pode ser visto na Figura 37.
52
Figura 37 – Inversor de entrada.
Fonte: Os autores.
3.1.2 Conversor do UPS
O problema da carga eletrônica também se resume na geração da referência
de corrente e no controle desta. Para a geração da referência de corrente, utilizou-se
a mesma equação do conversor da rede, apenas modificando as variáveis. Deste
modo, podemos garantir um fator de potência unitário para simulações de cargas
resistivas.
Para a simulação de cargas não-lineares, foi feito um diagrama lógico com
correção do pico da corrente para se obter um fator de crista que se aproximasse da
situação real.
3.1.2.1 Geração da referência de corrente
Como já mencionado, a forma com que a referência de corrente é
semelhante à do conversor da rede. Esta está apresentada na equação (17).
53
IrefLoad 
Vupscont  2  Potência
VupsRMS  0,004666
2
 0,3774
(17)
A diferença entre as duas equações está na variável de potência no lugar do
PI de tensão do barramento. A multiplicação por 0,3774 é para se obter uma
normalização de corrente de 100 pesos por Ampére e a
2 é para correção do fator
de crista da senóide, visto que esta equação, sem a correção, retornaria o valor
RMS da corrente em seu pico. A implementação no Simulink está apresentada na
Figura 38.
Figura 38 – Diagrama do Simulink da geração de referência de corrente da carga.
Fonte: Os autores.
Iref-corte = Iref∙sen(α)
Sim
Não
Iref > 0 ?
Iref > Irefcorte ?
Sim
Não
Não
Iref < Irefcorte ?
Sim
Iref = 0
Iref = (Iref – Iref-corte)/Iref-pico
Iref = (Iref + Iref-corte)/Iref-pico
Correção do valor eficaz
Correção do valor eficaz
Figura 39 – Fluxograma da geração da corrente não linear
Fonte: Os autores
54
A Figura 39 mostra o fluxograma para a geração da forma de onda nãolinear a ser utilizada neste trabalho. A lógica consiste em zerar a referência inferior à
corrente de corte e subtrair o valor da corrente de corte para os valores superiores.
O bloco seguinte à segunda verificação, tem como propósito manter o valor de pico
para ambas as correntes (linear e não-linear). Após isto, ainda é adicionado um
ganho para que o valor eficaz seja mantido para que a potência não seja diminuída.
A lógica para a corrente não-linear implementada no Simulink está
apresentada na Figura 40.
Figura 40 – Diagrama lógico do Simulink para geração da referência de corrente não-linear.
Fonte: Os autores.
Na entrada tem-se a referência de corrente senoidal e em sua saída a
referência de corrente não-linear. Relembrando que para o exemplo desta simulação,
a potência foi fixada em 3000 W e o ângulo em 45°, o corte ficou em 13,45 A como
pode ser visto nos blocos corte e corte1 na Figura 40. Lembrando que este valor
está em pesos, portanto para obter o valor em Ampéres, deve-se dividi-lo por 100.
3.1.2.2 Controle de corrente
Devido às derivadas de corrente da carga não-linear, optou-se por utilizar o
controle repetitivo para o controle de corrente.
A equação do controlador repetitivo fica como demonstrada na equação (18).
55
urp[n]  (urp[n  90]  prep )  (erep [n  90  Lag]  Grep )
(18)
Devido à grande sensibilidade do controlador repetitivo, utilizou-se um filtro
FIR (Finite Impulse Response) implementado por uma convolução de 8 pontos. Tal
filtro funciona somando sua amostra atual mais as sete últimas multiplicadas por um
ganho. No caso deste trabalho, o ganho utilizado nas oito amostras foi de 0,125.
O filtro de saída do controlador se assemelha ao de entrada, porém com
sete amostras. As sete amostras são a atual [n], as 3 anteriores – [n-1] a [n-3] – e as
3 posteriores – [n+1] a [n+3]. As amostras posteriores são as amostras adiantadas
em fase provenientes do ciclo anterior. Para o ganho das amostras com
defasamento de três passos foi escolhido 0,05; para dois passos foi 0,1; para um
passo foi 0,2; e para a atual foi 0,3.
Finalmente a implementação do controlador repetitivo fica como mostrado na
equação (19)
urp[n  3]  0,05 
urp[n  2]  0,1 
urp[n  1]  0,2 
urp  urp[n ]  0,3 
urp[n  1]  0,2 
(19)
urp[n  2]  0,1 
urp[n  3]  0,05
A fim de se obter uma resposta transitória mais suave, foi adicionado um
controlador proporcional em paralelo com o controlador repetitivo.
A implementação do Simulink está demonstrada na Figura 41.
Na entrada, tem-se a referência de corrente linear ou não-linear sendo
comparada com a corrente da carga eletrônica. O polo foi ajustado em 0,99, o ganho
do repetitivo em 0,2, um atraso de 4 amostras e um ganho proporcional de 0,5 em
paralelo.
56
Figura 41 – Diagrama do Simulink do controle repetitivo.
Fonte: Os autores.
3.1.2.3 Geração do PWM
A geração do PWM é feita de forma semelhante à do conversor da rede,
como demonstrado na Figura 42.
Figura 42 – Diagrama do Simulink da geração do PWM da carga eletrônica.
Fonte: Os autores.
O Feed-forward é feito da mesma forma que o controle de corrente da rede.
A chave existente na entrada foi adicionada para que o PWM só fosse gerado
depois que o barramento estivesse estabilizado em 400 V.
57
As respectivas chaves ficaram da forma mostrada na Figura 43.
Figura 43 – Inversor da carga eletrônica.
Fonte: Os autores.
3.1.3 Resultados
O resultado obtido para a carga linear está apresentado nas Figuras 44 e 45.
Figura 44 – Sinais resultantes da simulação de carga linear. Acima: tensão de entrada (Volts);
abaixo: corrente de entrada (Amperes).
Fonte: Os autores.
58
Figura 45 – Referência de corrente (Pesos) e corrente da carga linear (Amperes) em regime
permanente.
Fonte: Os autores.
Pode-se perceber na Figura 44, o bom funcionamento do controle de
corrente da rede, uma vez que a corrente de entrada seguiu a tensão de entrada,
mantendo uma forma de onda senoidal. Também, é interessante frisar que a
corrente está 180° atrasada em relação à tensão, mostrando que, de fato, a energia
absorvida pela carga está sendo regenerada para a rede.
As Figuras 46 e 47 apresentam as aquisições dos mesmos sinais com a
referência de corrente não-linear. Nesta, que estava a maior dificuldade, a corrente
apresentou algumas componentes harmônicas.
Figura 46 – Sinais resultantes da simulação de carga não-linear. Acima: tensão de entrada
(Volts); abaixo: corrente de entrada (Amperes).
Fonte: Os autores.
59
Figura 47 – Referência de corrente (Pesos) e corrente da carga não-linear (Amperes) em regime
permanente.
Fonte: Os autores.
3.1.4 Conclusão
O estudo realizado para a aquisição da revisão bibliográfica permitiu que os
assuntos necessários para o entendimento e a simulação da carga eletrônica
proposta fossem obtidos.
Definiu-se que o conversor utilizado seria o inversor ponte-completa, este
tendo controles PI e repetitivo. Além disso, foram conhecidos os requisitos básicos
de qualidade de energia para o funcionamento da carga eletrônica.
Com a simulação da carga eletrônica, foi possível perceber as dificuldades
que se encontram ao se utilizar vários controladores, uma vez que todos devem
estar trabalhando em sintonia para que o resultado desejado seja alcançado.
O controlador repetitivo teve um papel crucial, pois sem este não seria
possível obter a forma de onda de carga não-linear devido às suas grandes
derivadas.
As expectativas da simulação da carga eletrônica foram, portanto, atendidas,
de forma que como próximo passo será realizada a implementação física da carga
eletrônica proposta.
60
3.2 IMPLEMENTAÇÃO FÍSICA
Figura 48 – Placa montada da carga eletrônica.
Fonte: Os autores.
Com a simulação feita, foi dado início à implementação do protótipo da carga
eletrônica. Esta se deu em duas etapas: dimensionamento e desenvolvimento de
firmware.
3.2.1 Dimensionamento
Para iniciar a confecção da placa, foi necessário realizar o dimensionamento
dos componentes como o capacitor do barramento, o indutor e capacitor de filtro e
as chaves semicondutoras.
3.2.1.1 Capacitor do barramento
A troca de energia que ocorre no barramento ocasiona ondulações (Ripple)
em sua tensão. Assim, o capacitor do barramento deve ser dimensionado de modo
que o Ripple não ultrapasse a especificação do projeto.
61
Para este trabalho, foi especificado uma ondulação máxima de 10%, logo:
Vbus  400 V
Vbus min  360 V
Lembrando que:
fin  60 Hz
P  5000 W
Utilizando a equação (20) (BARBI, 2006, p. 249) é possível chegar ao valor
do capacitor que será necessário.
C
C
P
2fin (Vbus  Vbus min )
2
2
5000
2  60  ( 4002  3602 )
(20)
(21)
Assim,
C  1,37 mF
Para ter uma menor impedância resultante dos capacitores, utiliza-se vários
em paralelo ao invés de um de valor elevado. Isto posto, utilizou-se quatro
capacitores de 470 µF, resultando em uma capacitância equivalente de 1,88 mF.
3.2.1.2 Dimensionamento dos indutores
Para o dimensionamento dos indutores, foi usado a equação diferencial (22)
V L
Isolando L,
di
dt
(22)
62
L V
dt
di
(23)
Para a realização do cálculo, foi escolhida a pior situação com relação à
derivada de corrente. Logo, a situação foi escolhida para o maior ângulo de disparo
da corrente não-linear.
I
P 5000

 22,73 A
V
220
(24)
Considerando o fator de crista 3:1 (valor usual para cargas não-lineares),
68,18 A. Considerando que pode haver algumas ondulações na corrente,
considerou-se uma corrente de pico de 70 A.
O intervalo de tempo considerado foi de 1,16 ms, equivalente à 25°. Tal
ângulo se justifica, pois o ângulo máximo de disparo é 65°, logo a variação de
ângulo até o pico é de 25°.
Voltando à equação (23) com os dados calculados:
1,16  10
L  400  220 2 
70
3
 1,47 mH
(25)
Primeiramente, fez-se a escolha do condutor 10 AWG, pois sua capacidade
de corrente é de 23,7 A (BARBI, p. 331, 2001). Apesar de esta escolha não ser a
mais coerente se levado em consideração o efeito pelicular, a escolha foi mantida
por se tratar de um produto e, obrigatoriamente, deve-se pensar em custos e mão de
obra. Como a utilização desta bitola não afetará o funcionamento final da carga,
optou-se pelo método menos custoso.
Para diminuir o volume do indutor, foi decidido utilizar 2 indutores – um em
cada fase. Logo, a confecção do indutor foi feita calculando a metade da indutância
para cada.
O dimensionamento do indutor foi feito a partir do software da empresa
Micrometals. A escolha do número de núcleos foi feita de forma que as espiras
coubessem em seu interior mantendo a indutância desejada.
63
Figura 49 – Dimensionamento do indutor a vazio
Fonte: Micrometals
O material foi escolhido de forma a balancear as perdas no cobre e no
núcleo. Deste modo, o indutor não sofrerá grandes diferenças de aquecimento em
operação ou em vazio.
Figura 50 - Dimensionamento do indutor com carga
Fonte: Micrometals
64
3.2.1.3 Dimensionamento do capacitor
O dimensionamento do capacitor foi feito após o dimensionamento do
indutor utilizando a equação da frequência de corte (26).
C 
1
LC
(26)
2fC 
1
LC
(27)
A frequência de corte deve ser, no mínimo, dez vezes menor que a
frequência de chaveamento, logo 2,16 kHz.
2 2,16  103 
1
1,6  10 3 C
(28)
Logo,
C  3,39 F
Utilizou-se um capacitor de 5 µF, pois este é um valor comercial disponível e
a frequência de corte fica definida em 1,8 kHz.
3.2.1.4 Dimensionamento das chaves semicondutoras
O tipo de chave semicondutora escolhida foi o IGBT (do inglês Insulated
Gate Bipolar Transistor), devido à alta potência em que a carga irá trabalhar.
A escolha da chave se deu considerando os esforços aplicados a elas. Os
esforços se resumem em:
VCE  200 V
65
I Máx  30 A
I Pico Máx  90 A
Assim, fez-se a escolha do IGBT IRG4PSC71UD da International Rectifiers.
Seus parâmetros são:
VCE  600 V
I Máx  60 A
I Pico Máx  200 A
VCE(on )  2 V
VGE (th )  6 V
i GE  100 nA
3.2.1.5 Acionamento das chaves semicondutoras
A etapa de potência da carga eletrônica deve estar isolada da parte lógica,
para que os elementos desta não fiquem submetidos a grandes tensões e correntes.
Para o acionamento das chaves e isolação entre os comandos enviados
pelo DSP às chaves foi utilizado um circuito drive.
O HCPL-316J é um drive optoacoplador que faz isolação entre entrada e
saída, permitindo a esta correntes de até 150A e tensões de até 1200V.
O drive utilizado possui proteção para as chaves quando é detectada uma
falta no circuito do IGBT. Quando a falta ocorre, a tensão no DESAT do HCPL atinge
valores menores que 0,8V, levando o pino do FAULT ao nível alto e a corrente do
IGBT ao valor nulo. O drive também possui um pino de RESET para que sofra
interrupção por comando do DSP.
Para que não ocorra cruzamento entre as chaves comandadas através dos
drives, é necessário um circuito de intertravamento na entrada nos HCPLs, fazendo
com que a subida de uma das entradas não cruze com a descida da outra entrada.
66
Na saída do drive, foi utilizado um circuito que fornece tensão de 15V
quando a saída possui sinal alto, para que os IGBTs escolhidos possam ser
acionados. Quando a saída do drive possui sinal baixo, esta possui tensão de -12V,
para que nenhum ruído seja percebido pelo IGBT como sinal de comando.
3.2.1.6 Dimensionamento do transformador
O transformador de entrada tem como propósito apenas a isolação. Sendo
assim, sua relação de transformação é de 1:1. Este foi dimensionado de modo a
fornecer os 5 kVA que foram especificados para o projeto.
Para que se tenha o número de espiras desejado, é utilizada a equação (29)
dada por Kosow (1982, p.520).
VTR  4,44  f  ATR  n  BTR
(29)
Onde VTR é a tensão aplicada nos terminais do enrolamento, f é a frequência
da tensão aplicada, ATR é a área da perna central, n é o número de espiras e BTR é o
valor do fluxo magnético.
Para que o ponto de operação do transformador seja adequadamente
escolhido na curva BxH e o transformador não sature, deseja-se um fluxo magnético
próximo aos 10200 Gauss. A tensão aplicada nos enrolamentos é de 220V e a
frequência é de 60Hz. O núcleo utilizado possui chapas 444 e comprimento de
80mmx80mm em sua perna central, portanto a área da perna central é de 6,4mm2.
Isolando n na equação (29), tem-se a equação (30).
n
V  108
4,44  f  ATR  BTR
(30)
Substituindo na equação (30) os valores utilizados no projeto, tem-se a
equação (31).
67
n
Portanto
são
220.108
 126
4,44  60  64  10200
necessárias
126
espiras
em
(31)
cada
enrolamento
do
transformador.
É também necessário o dimensionamento
da bitola dos fios do
transformador.
Para a potência de 5000 VA utilizada no projeto, tem-se uma corrente
nominal de 22,73A. A bitola requerida para a corrente nominal é de 8 AWG.
Portanto, o transformador projetado possui núcleo de com chapas 444, 126
espiras no primário, 126 espiras no secundário e fios de cobre esmaltados 8 AWG.
3.2.2 Desenvolvimento do firmware
Neste capítulo serão apresentadas as etapas que foram seguidas para o
desenvolvimento do firmware. Estas etapas foram o controle do barramento
compartilhado, controle da corrente da rede e controle da corrente do UPS. Um
cuidado que foi tomado durante o desenvolvimento foi o de manter os três
compensadores – barramento, corrente da rede e corrente do UPS – trabalhando
em velocidades distintas para garantir a estabilidade do sistema.
O DSP utilizado foi o 56E8335 da Freescale e neste é realizado todas as
aquisições, por meio de seus ADCs (do inglês, Analog-to-Digital Converter), cálculos,
controles e comandos. A frequência de chaveamento dos conversores foi fixada em
21,6 kHz, de forma a ter 360 pontos por senóide, deste modo, facilitando o controle
e entendimento, uma vez que o ângulo em que a tensão de entrada se encontra
será diretamente o número da interrupção dentro da senóide.
68
3.2.2.1 Controle do barramento compartilhado
O sinal recebido pelo ADC da tensão do barramento foi normalizado a ter
20000 pesos quando sua tensão for 400 V para ter uma grande resolução, o que é
recomendável para os cálculos de controle.
Para manter a tensão do barramento estabilizado em 400 V, utilizou-se o
compensador atraso de fase, como mostrado na simulação.
O polo do atraso de fase foi adicionado para que o sistema ganhe robustez,
sacrificando um erro de regime. Tal polo foi adicionado na posição 0,999, de modo
que o erro de regime fosse o menor possível.
Para evitar grandes oscilações na tensão, os ajustes do compensador foram
feitos de forma a ter uma resposta lenta. Logo, o zero da função transferência
deveria estar próximo do polo. Para este trabalho, o zero foi adicionado na posição
0,9979, visto que este deve estar compreendido entre o polo e a origem.
Sua implementação no firmware está apresentada na equação (32).
ubus [n]  0,999  ubus [n  1]  4,5043  ebus [n]  4,4947  ebus [n  1]
(32)
A saída ubus[n] é então realimentada na equação que gera a referência de
corrente, demonstrada no capítulo 3.2.2.2.
3.2.2.2 Controle de corrente da rede
A normalização da corrente da rede foi realizada de forma a se ter 32768
pesos no DSP quando a corrente instantânea for 120 A, de modo que correntes
superiores a este valor saturassem a variável.
Para a geração da corrente senoidal que será devolvida para a rede, foi
utilizada a equação (33) onde o valor de referência é a saída urede[n] do
compensador atraso de fase do barramento.
69
O compensador utilizado no controle de corrente devolvida à rede foi o PI,
para que o erro de regime fosse o menor possível. Seus parâmetros foram ajustados
de forma a ter uma resposta rápida, para ter respostas imediatas a transitórios.
urede [n]  urede [n  1]  3,3930  erede [n]  2,9858  erede [n  1]
(33)
3.2.2.3 Controle de corrente do UPS
Da mesma forma com a corrente da rede, a corrente do DSP foi normalizada
a ter 32768 pesos quando a corrente instantânea for 100 A.
O controle de corrente do UPS foi realizado com o controlador repetitivo,
como simulado, porém em uma frequência de 5,4 kHz (uma vez a cada quatro
interrupções). Seus parâmetros foram ajustados de forma a manter a corrente a
mais estável possível quando em regime permanente.
O ganho do erro foi fixado em 0,125, garantindo um sistema estável
sacrificando um pouco a eficiência da correção do erro de regime. Os polos do
controlador foram ajustados em 0,999 para obter uma forma de onda mais próxima
possível da referência e proporcionando maior estabilidade ao sistema quando
comparado ao caso do polo alocado no circulo unitário.
Para o correto funcionamento do controlador, um atraso deve ser aplicado
devido ao efeito do filtro LC na saída do conversor. Para o cálculo do atraso, calculase o período do filtro LC e verificam-se quantos passos de controle do repetitivo este
equivale. Para o cálculo do período, utilizou-se a equação (34).
 LC  2 L  C
(34)
LC  2 1,6  10 3  5  10 6
(35)
LC  561,98 s
70
Como mencionado, o controlador repetitivo atua em uma frequência de 5,4
kHz, portanto o atraso deve ser fixado em 3, como demonstrado na equação (36).
Lag  LC  frep
(36)
Lag  561,98  10 6  5400
(37)
Lag  3
Tal equação se justifica, pois 562 µs são 3 passos de controle do repetitivo,
onde cada passo é de 185 µs (1/frep).
Substituindo esses valores na equação (18), tem se a implementação do
controlador repetitivo utilizado demonstrado na equação (38)
urp[n]  (urp[n  90]  0,999)  (erro[n  90  3]  0,125)
(38)
Ainda, para o caso da corrente não-linear, utilizou-se um compensador PI
para corrigir o fator de crista de modo a manter a potência no valor desejado. Para
evitar elevados sobressinais na resposta do controlador, este foi configurado para ter
uma resposta lenta e um ganho baixo. Sua implementação final está descrita na
equação (39).
u pot [n]  u pot [n  1]  0,3  epot [n]  0,2971 ebus [n  1]
(39)
3.2.3 Software de configuração da carga eletrônica
A configuração dos parâmetros da carga (potência e ângulo de condução do
diodo) foi projetada de forma a poder ser configurada tanto pelo Display da carga
quanto por um Software. O Software (Figura 51) foi implementado pelos autores
através do Netbeans (disponível em www.netbeans.org) utilizando a linguagem Java.
A conexão da carga com o computador é feito através de uma comunicação serial
utilizando conectores RS-232 ou USB.
71
1
3
2
5
4
1
6
7
Figura 51 – Software de configuração da carga eletrônica
Fonte: Os autores
Legenda para a Figura 51:
1. Monitor: Mostra os valores medidos pela carga eletrônica;
2. Potência ativa: Este campo é preenchido com o valor da potência (em
Watts) desejado. Aceita valores de 0 a –5000;
3. Botão da potência ativa: Este botão é utilizado para confirmar o valor
digitado no campo 2;
4. Ângulo: Nesta lista é escolhido o valor do ângulo de condução do
diodo. Os valores variam de 0° a 65° espaçado de 5°;
5. Botão do ângulo: Este botão confirma o valor escolhido no campo 4;
6. Botão de início de teste: Quando pressionado, é iniciado o teste;
7. Botão de cancelamento do teste: Quando pressionado, encerra o
teste.
O campo de potência é preenchido com valores negativos, pois a carga está
drenando energia do UPS. Ou seja, a corrente tem uma direção contrária ao que
normalmente é visto em inversores.
Alguns campos foram adicionados para futuras implementações a serem
feitas, não sendo utilizadas no momento.
72
3.2.4 Resultados
Nesta seção serão apresentados os resultados obtidos no protótipo.
3.2.4.1 Chaveamento dos IGBTs
Figura 52 – Sinal do gate (verde) e do coletor (roxo) do IGBT
Fonte: Os autores
Na Figura 52 está representado os sinais do gate e do coletor mostrando a
frequência de chaveamento em 21,6 kHz. É possível observar o sinal de 12 V
negativo enviado do HCPL recebido pelo gate como mencionado no capítulo 3.2.1.4.
É, também, notável a tensão de 400 V do barramento no sinal alto do coletor.
3.2.4.2 Simulação de corrente linear
Para a simulação de corrente linear, configurou-se a carga para fornecer
3000 W. A configuração foi feita através do software como mostra a Figura 53.
73
Figura 53 – Configuração do Software para a simulação de carga linear.
Fonte: Os autores.
Figura 54 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente (verde) do
UPS durante o teste de corrente linear.
Fonte: Os autores.
A precisão da potência pode ser observada tanto na Figura 53 quanto na 54.
Como o UPS fornece uma tensão precisa de 220 V, a corrente de 13,7 A mostrada
na aquisição do osciloscópio confirma a potência de 3000 W, como confirma o
resultado da equação P  U  i
(40).
P U i
(40)
P  220 13,7
(41)
P  3014 W
74
A corrente devolvida à rede pode ser observada na Figura 55. Esta
apresentou uma THDi de 6,6% como pode ser observado na Figura 56
Figura 55 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente (verde) da
rede durante o teste de corrente linear.
Fonte: Os autores.
Figura 56 – THDi da corrente devolvida à rede com o UPS conectado na
rede (teste linear).
Fonte: Os autores.
O teste foi repetido com o UPS desconectado da rede. Tal teste foi realizado
para testar a condição de tensões defasadas entre os conversores. O resultado
pode ser observado na Figura 57.
75
Figura 57 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente (verde) da
rede e tensão do UPS (azul) durante o teste de corrente linear com UPS
desconectado da rede.
Fonte: Os autores.
Figura 58 – THDi da corrente devolvida à rede com o UPS desconectado
da rede (teste linear).
Fonte: Os autores.
Com as tensões defasadas, a corrente apresentou uma THDi de 7,3% como
esta apresentado na Figura 58.
Neste teste foi medido, também, o rendimento da carga eletrônica. O
resultado obtido foi de 83,4% como pode ser calculado através das potências
mostradas na Figura 59.
76
Figura 59 – Potência drenada do UPS (esq.) e potência devolvida à rede
(dir.) no teste de carga linear.
Fonte: Os autores.
3.2.4.3 Simulação de corrente não-linear
Figura 60 – Configuração do Software para a simulação de carga linear.
Fonte: Os autores.
77
Figura 61 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente (verde) do
UPS durante o teste de corrente não-linear.
Fonte: Os autores.
Nas Figura 60 e 61 é possível confirmar a precisão da potência com a
corrente não-linear demonstrando a eficiência do controlador PI utilizado para a
correção do pico da corrente.
Figura 62 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente (verde) da
rede durante o teste de corrente não-linear.
Fonte: Os autores.
78
Figura 63 – THDi da corrente devolvida à rede com o UPS conectado na
rede (teste não-linear).
Fonte: Os autores.
A Figura 62 mostra a corrente devolvida à rede. Neste caso, o conversor
diminuiu o THDi para 8,2% como apresenta a Figura 63.
Figura 64 – Aquisição da tensão do barramento (amarelo), tensão (roxo) e corrente (verde) da
rede e tensão do UPS (azul) durante o teste de corrente não-linear com UPS
desconectado da rede.
Fonte: Os autores.
79
Figura 65 – THDi da corrente devolvida à rede com o UPS desconectado
da rede (teste não-linear).
Fonte: Os autores.
A Figura 64 mostra o resultado do teste de tensões defasadas para o caso
da corrente não-linear. Neste, que é o pior caso testado neste trabalho, a corrente
devolvida à rede apresentou THDi de 8,5% como pode ser observado na Figura 65.
80
3.2.4.4 Simulação de carga linear quando há afundamento de tensão
Para comprovar a característica da carga de seguir a forma da tensão para
manter o FP unitário na simulação de carga linear, obteve-se a Figura 66.
Figura 66 – Simulação de carga linear com achatamento na tensão
Fonte: Os autores
É facilmente percebido que a corrente segue o achatamento da tensão,
mantendo um FP muito próximo de 1. Seu barramento também se manteve dentro
dos parâmetros de projeto.
81
4 CONSIDERAÇÕES FINAIS
Neste trabalho, iniciar o projeto a partir de uma simulação foi crucial, pois
demonstrou que as estratégias de controle propostas eram viáveis. Isto reforçou a
confiança nas técnicas propostas e iniciou-se a etapa de implementação física da
carga eletrônica.
O correto dimensionamento foi de suma importância, visto que deste modo
foi possível atribuir os prováveis problemas ao controle, e não no hardware, com
mais segurança.
Como previsto, as maiores dificuldades encontradas foram no sistema de
controle. No entanto, o artifício de se utilizar velocidades diferentes para os vários
controles eliminou de forma eficaz os problemas encontrados.
A partir dessas etapas e soluções, foi possível alcançar o objetivo de
implementar uma carga eletrônica robusta, com poucas oscilações na corrente,
podendo ser utilizada com confiabilidade em testes de UPS, geradores e similares.
Para a realização deste projeto, foram necessárias a aquisição e aplicação
de diversos fundamentos da engenharia elétrica, desde circuitos elétricos básicos
até eletrônica de potência moderna implementada digitalmente.
Como trabalho futuro, propõe-se o projeto de uma carga eletrônica para
testes em sistemas de geração trifásicos.
82
5 REFERÊNCIAS
ALEXANDRE, Charles K.; SADIKU, Matthew N. O.. Fundamentos de circuitos
elétricos. Trad. Gustavo Guimarães Parma. Porto Alegre: Bookman, 2003.
BARBI, Ivo; MARTINS, Denizar C.. Eletrônica de potência: introdução ao estudo
dos conversores CC-CA. 2 ed. Florianópolis: Edição dos Autores, 2008.
BARBI, Ivo.. Eletrônica de potência. 5 ed. Florianópolis: Edição do Autor, 2006.
BUSO, Simone; MATTAVELLI, Paolo. Digital control in power electronics. San
Rafael: Morgan & Claypool, 2006. 1ª Edição.
DENG, Heng; ORUGANTI, R.; SRINIVASAN, D.. PWM methods to handle time delay
in digital control of a ups inverter. IEEE Power Eletronics Letters, vol. 3, n. 1, p 1-6,
mar. 2005.
DOH, Tae-Yong; RYOO, Jung R. Robust repetitive controller design and its
application on the track-following control system in optical disk drives. 50th IEEE
conference on decision and control and european control conference, FL, USA.
p. 1644-1649, dez. 2011.
DU, Qing. et al.; Analysis and design of a high-power electronic load controller for the
fuel cell stack testing. Industrial electronics and applications. China, p. 1098 –
1102, jun. 2010.
ERICKSON, Robert W.; MAKSIMOVIC, Dragan. Fundamentals
electronics. Massachusetts: Kluwer Academic Publishers, 2004.
of
power
FARIA, Julliano H. S. de et al. Conversor boost atuando como carga eletrônica a
corrente controlada para fins de teste de uma célula a combustível. INDUSCON. p.
1-6, nov. 2010.
GUERREIRO, Joel Filipe; MUHLEN, Sérgio Santos; POMILIO, José A. Conversores
CC-CA: Inversores operando em freqüência constante. Apostila Didática. Disponível
em: <http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/pdffiles/ee833/Modulo6.pdf>. Acesso
em Agosto de 2012.
83
HUANG, Hsiu Ming; TWU, Shih Hsiung; CHENG, Shih Jen; CHIU, Huang Jen. A
single-stage SEPIC PFC converter for multiple lighting LED lamps. Electronic
design, test and applications, 2008. 4th IEEE International Symposium on, p. 15-19,
23-25 jan 2008.
HUILIN, Ouyang. The study of electronic load based on DSP. Power electronics
systems and applications. p. 285 – 290, 9 – 11 nov. 2004.
INOUE, Shigenori; AKAGI, Hirofumi; A bidirectional DC-DC converter for an energy
storage system with galvanic isolation. IEEE transactions on power electronics. v.
22, p. 2299-2306, nov. 2007
JANG, Su-Jin; LEE, Tae-Won.; LEE, Won-Chul.; WON, Chung-Yuen. Bi-directional
DC-DC converter for fuel cell generation system. Power electronics specialists
conference. Vol. 6, p. 4722 – 4728, jun. 2004.
JEONG, Wa I. et al. Regenerative AC electronic load with one-cycle control. Applied
power electronics conference and exposition. p. 1166 – 1171, fev. 2010.
LI, Qiang; HUANG, Hai; YIN, Binchuan. The study of PWM methods in permanent
magnet brushless DC motor speed control system. International conference on
electrical machines and systems, 2008. p 3897-3900, 17-20 out. 2008.
LI, S. et al. research on AC electronic load based on back to back single-phase PWM
rectifiers. Applied power electronics conference and exposition. p. 630-634, fev.
2008.
NISE, Norman S. Engenharia de sistemas de controle. Rio de Janeiro: LTC, 2002.
3ª Edição.
OGATA, Katsuhiko. Engenharia de controle moderno. Rio de Janeiro: LTC, 2000,
3ª Edição.
PIENIZ; Marlon. Análise da influência da freqüência de comutação e da
ondulação da corrente de entrada no projeto de conversores pfc para uma
minimização do volume de magnéticos. 2006. 145. Dissertação, UFSM, Santa
Maria, 2006.
84
PINHEIRO FILHO; Ricardo F. Estudo e implementação de uma fonte de tensão
alternada de 220V/1kW alimentada por fontes CC de 24V. 2005. 135. Dissertação,
UFSC, Florianópolis, 2005.
POMILIO, José A. Conversores CC – CA: inversores operando em freqüência
constante. Apostila didática. Disponível em:
<http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/>. Acesso em Agosto de 2012.
POMILIO, José A. Pré-reguladores de fator de potência. Apostila didática.
Disponível em: < http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/pdffiles/pfp/Cap2.pdf >.
Acesso em Agosto de 2012.
POMILIO, José A. Técnicas de modulação em fontes chaveadas. Apostila
didática.
Disponível
em:
<http://www.dsce.fee.unicamp.br/~antenor/pdffiles/CAP3.pdf>. Acesso em Agosto de
2012.
RASHID, Muhammad H. Eletrônica de potência: circuitos, dispositivos e aplicações.
São Paulo: Makron Books, 1999.
SAARI, H.; TADJINE, M.; CARON, B.; Mouille, P. Robustness study of repetitive
control systems: application to a flexible joint robot. UKACC international
conference, france. p. 899-904 v. 2, set. 1996.
THRONE, M.; KAZERANI, M.; A regenerative controllable DC load for an electric
vehicle test station. IECON. Canada, p. 3773 – 3778, nov. 2009.
WANG, Guangzhu; LI, Yun Wei. Parabolic PWM for current control of voltage-source
converters (VSCS). IEEE transactions on industrial eletronics, vol. 57. n. 10, p.
3491-3496. out. 2010.
WANG, Shaokun.; HOU, Zhenyi.; PENG, Chuanbiao. A repetitive control strategy of
AC electronic load with energy recycling. Technology and innovation conference.
Internacional, p. 1-4, out. 2009.
85
APÊNDICE A