desenvolvimento de técnica de controle pwm para obtenção

DESENVOLVIMENTO DE TÉCNICA DE CONTROLE PWM PARA OBTENÇÃO
DE ELEVADO FP EM UMA NOVA ESTRUTURA TOPOLÓGICA DE
RETIFICADOR HÍBRIDO MONOFÁSICO
Gustavo B. Lima, Luiz C. de Freitas e Luiz C. G. Freitas.
Universidade Federal de Uberlândia (UFU)
Faculdade de Engenharia Elétrica (FEELT)
Núcleo de Pesquisa em Eletrônica de Potência (NUPEP)
Uberlândia, MG, Brasil 38400-902
e-mail: [email protected], [email protected]
Resumo – Este artigo apresenta o desenvolvimento de
uma estratégia de controle PWM capaz de obter elevado
fator de potência (FP) e reduzida distorção harmônica de
corrente (DHTI) em uma nova estrutura topológica de
retificador híbrido monofásico adequado para aplicações
em sistemas de tração de veículos de transporte urbano
tracionados por motores elétricos cuja única fonte de
geração de energia é a rede elétrica de distribuição Trólebus. Neste trabalho é apresentada uma descrição
detalhada da estratégia de controle desenvolvida assim
como resultados obtidos por simulação computacional
utilizando o software PSpice®. Resultados experimentais
obtidos através da construção de um protótipo de 15kW
também são apresentados.
Palavras-Chave – Correção do Fator de Potência,
Retificadores Híbridos, Controle PWM, Sistemas
Elétricos de Transporte Urbano, Trólebus.
DEVELOPMENT OF A PWM CONTROL STRATEGY
FOR A HPF SINGLE-PHASE HYBRID RECTIFIER
STRUCTURE
Abstract – This paper presents the development of a
new strategy of control of PWM control able to obtain
high power factor (FP) and low harmonic distortion of
current (DHTI) in a new topological structure of singlephase hybrid rectifier suitable for applications in traction
systems of electrical vehicles whose only power source is
the power grid of distribution network - Trolleybus. In
this paper it is present a detailed description of the
control strategy as well as simulation results obtained
using PSpice®. Experimental results obtained through the
construction of a 15 kW prototype are also presented.
Keywords - Power Factor Correction, Hybrid
Rectifiers, PWM Control, Urban Electrical Transport,
Electrical Vehicles, Trolleybus
I. INTRODUÇÃO
A tecnologia dos veículos elétricos utilizada no transporte
público urbano tem-se demonstrado como sendo um meio
bastante eficiente de se reduzir a emissão de poluentes
derivados do petróleo, há décadas, em experiências
realizadas em diversos países. Com a substituição de ônibus
de transporte público movido a diesel por Veículos Híbridos,
movidos a diesel e/ou eletricidade, ou por Trólebus, movidos
somente por eletricidade, consegue-se reduzir drasticamente
a emissão de poluentes como o dióxido de carbono, óxido de
nitrogênio e praticamente zerar a emissão de monóxido de
carbono [1]. Apesar do custo ser superior ao similar a diesel,
a operação do ônibus elétrico é mais silenciosa, o tempo de
vida é 4 vezes maior, os custos com manutenção chegam a
ser, em média, 35% menor, além de reduzir em 90% a
emissão de material particulado
Hoje em dia, devido a questões ambientais, a aplicação do
sistema Trólebus tem atraído novo e vigoroso interesse
mundial, uma vez que já vinha sendo utilizado na Europa
desde 1911, sendo também uma tendência esperada na
América do Sul para os próximos anos [1-7]. Neste contexto,
o sistema Trólebus (Trolleybus System) tem se desenvolvido
rapidamente como um sofisticado, não poluente, silencioso,
rápido e popular meio de transporte urbano.
No que se refere às redes de alimentação destes sistemas,
redes em corrente contínua (CC), um grande problema
associado à dificuldade da expansão destas redes são os
elevados custos e grandes áreas destinadas às subestações
retificadoras, principalmente em grandes centros urbanos.
Neste sentido, como proposta de contribuir com a
possibilidade de fácil expansão da rede de alimentação do
sistema trólebus, a baixo custo, permitindo que tais redes
possam também operar em corrente alternada (CA), este
trabalho propõe um novo estágio pré-regulador retificador
híbrido, a ser instalado no trólebus, permitindo operação em
CC ou CA. Adicionalmente, quando em corrente alternada
proporciona a correção ativa das distorções harmônicas de
corrente, sem comprometer a eficiência e confiabilidade do
sistema, operando com elevado fator de potência.
A grande vantagem proporcionada por retificadores
híbridos, sejam eles trifásicos ou monofásicos, é a associação
da robustez, confiabilidade e simplicidade dos retificadores
não controlados a diodos com a redução de peso e volume
proporcionados pelos conversores chaveados, que operam
em alta freqüência de chaveamento. Desta forma, a potência
nominal da estrutura híbrida pode ser sensivelmente
aumentada, sem prejudicar a eficiência global do retificador,
o que não pode ser alcançado com retificadores PWM
convencionais [8-12].
II. REFICADOR HÍBRIDO MONOFÁSICO PROPOSTO
O retificador híbrido monofásico proposto é composto por
um retificador monofásico não controlado (Ret-1), associado
em paralelo com um conversor monofásico chaveado (Ret2), como ilustrado na Figura 1. Destaca-se que as principais
vantagens de se utilizar retificadores híbridos para fornecer
um barramento CC para conexão de conversores eletrônicos
são:
• Maior rendimento global da estrutura, uma vez
que os conversores chaveados processam
reduzida parcela de potência ativa entregue à
carga;
• Tamanho e peso reduzidos, quando comparado
com conversores pré-reguladores chaveados com
fator de potência unitário convencionais;
• Flexibilidade quanto ao atendimento às restrições
impostas pela norma IEC610003-4, uma vez que
a corrente a ser imposta na rede CA de
alimentação pode assumir diferentes formas,
dependendo da DHTI desejada;
• Técnica de controle simples, de baixo custo e
eficiente.
não controlado (potência ativa processada) e ainda obter
elevado fator de potência e reduzida distorção harmônica de
corrente de entrada. Maiores informações podem ser
encontradas em [13-15].
O conversor chaveado utilizado é um conversor SEPIC.
Este conversor se comporta naturalmente como fonte de
corrente, podendo operar como um conversor abaixador ou
elevador e, portanto, a imposição da forma de onda desejada
não depende fortemente do ganho estático do conversor.
Fig. 3. Arranjo topológico do retificador híbrido monofásico proposto.
III. PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO
Fig. 1. Arranjo topológico do retificador híbrido monofásico proposto.
O retificador monofásico de onda completa, conforme
ilustrado na Figura 2, opera no modo descontínuo de
condução (DCM – Discontinuous Conduction Mode).
Fig. 2. Retificador monofásico não-controlado.
A operação em DCM é obtida quando o indutor de filtro é
muito pequeno e o capacitor de filtro é muito grande. No
limite, quando o valor do indutor tente a zero e o valor do
capacitor tende ao infinito, a corrente CA de entrada se
aproxima de uma função impulso, conforme a ilustra a
Figura 3. Dessa forma, sempre que o capacitor de filtro for
grande e o indutor de filtro for pequeno, o circuito retificador
monofásico operará em DCM [13-14].
Uma análise mais aprofundada do dimensionamento do
indutor e do capacitor para operação em DCM é necessária,
visto que isto aperfeiçoa o projeto do arranjo topológico
proposto, minimizando o indutor de filtro e, ao mesmo
tempo, maximizando a parcela de contribuição do retificador
Conforme ilustrado na Figura 3, o retificador híbrido
apresentado neste trabalho é constituído de uma combinação
em paralelo de dois grupos retificadores. O primeiro é um
retificador monofásico não controlado de onda completa,
denominado Ret-1, e o segundo é um conversor chaveado,
denominado Ret-2, que opera com forma de onda de corrente
de entrada imposta. Desta forma, resulta desta combinação
na corrente de linha, as correntes i1 e i2, sendo que i1 é a
corrente clássica dos retificadores monofásicos não
controlados de onda completa, operando no modo
descontínuo de condução, enquanto que a corrente i2 é aquela
imposta de acordo com a referência imposta. Portanto, temse que a composição das correntes i1 e i2 (i1 somada a i2),
assume a forma aproximadamente senoidal (iin), se assim for
desejado, conforme referência exemplo da Figura 4.
A. Etapas de operação
De 0 a t1, os diodos da ponte retificadora do retificador
não controlado estão polarizados reversamente, i.e. a tensão
no barramento CC é maior que a tensão de entrada. Desta
forma, inicia-se a imposição de corrente no indutor L2 do
conversor chaveado, seguindo a referência senoidal de
corrente. Portanto, neste intervalo de tempo, o retificador não
controlado está fora de operação;
De t1 a t2, a tensão de entrada (vin) é maior que a tensão
de saída (Vo) e, portanto, os diodos da ponte retificadora do
retificador não controlado entram em condução e a corrente
i1 começa a crescer pela ação de vin. Neste instante, o
retificador não controlado começa a contribuir com a
potência entregue à carga e, portanto, a contribuição do
conversor chaveado começa a diminuir, chegando a zero em
t2. A corrente imposta no conversor chaveado (i2) começa a
decrescer, respeitando a referência senoidal de corrente;
De t2 a t3, apenas o retificador não controlado fornece
potência à carga, pois a diferença entre a referência senoidal
de corrente e o sinal realimentado é zero, desabilitando o
conversor chaveado. Portanto, neste intervalo de tempo, a
corrente de entrada é igual a corrente no indutor L1 do
retificador não controlado;
De t3 a t4, o conversor chaveado entra novamente em
operação seguindo a referência de corrente senoidal imposta.
A corrente i1 chega a zero em t4 uma vez que a tensão Vo fica
maior que a tensão de entrada, retirando o retificador não
controlado de operação;
De t4 a π, apenas o conversor chaveado fornece potência
à carga, pois os diodos da ponte retificadora do retificador
não controlado foram bloqueados pela tensão de saída Vo.
Portanto, neste intervalo de tempo, a corrente de entrada é
igual à corrente imposta no indutor L2 do conversor
chaveado.
Para impor uma corrente aproximadamente senoidal na
rede CA de alimentação e em sincronismo com a tensão de
alimentação, uma amostra da tensão de alimentação, com
amplitude adequada, deve ser retificada e levada a um
circuito multiplicador. Quando aplicado ao circuito
multiplicador (MC1495), o sinal de referência será
multiplicado por um nível CC de tensão (VDC1) proporcional
à carga aplicada ao conversor. Este sinal CC, proveniente do
sensor RSH2, é obtido retificando-se um sinal de tensão
proporcional a corrente que flui pelo indutor L1 do retificador
não controlado (VRSH2), conforme ilustrado na Fig. 5.
Na saída do circuito multiplicador tem-se, portanto, um
sinal senoidal de referência proporcional à carga aplicada na
saída do conversor (Vref-2). Para se obter um sinal PWM de
referência, soma-se um sinal de tensão dente de serra, com
amplitude adequada e freqüência de 30kHz, com o sinal
Vref-2, obtendo-se, portanto, o sinal Vref-3, conforme
ilustrado na Fig. 5.
Concluindo, o sinal PWM de referência deve ser
comparado com o sinal de corrente realimentado do
conversor chaveado. Este sinal é proveniente do sensor RSH1
sendo proporcional à soma das correntes IL1, através do
indutor L1 (Ret-1), e IL2, através do indutor L2 (Ret-2), para
gerar os sinais de ataque de gatilho do interruptor S1 (Ret-2).
Portanto, a corrente que flui através do indutor L2 (Ret-2),
seguirá a forma de onda da referência imposta por uma
simples técnica de controle de modulação por largura de
pulso - PWM.
Fig. 4. Formas de onda teóricas de corrente i1, i2, iin. A forma de onda
tracejada representa a tensão de entrada.
Fig. 5. Diagrama esquemático do circuito de controle.
Desta forma, observa-se que a forma de onda da corrente
i2 é diretamente responsável pela característica final da forma
de onda da corrente CA de alimentação, promovendo,
portanto, uma sensível redução de sua DHTI. Destaca-se que,
apesar de iin ser uma forma de onda atípica, seu espectro
harmônico fica em conformidade com os limites impostos
pela norma internacional IEC61000-3-4.
IV. TÉCNICA DE CONTROLE DESENVOLVIDA
A técnica de controle utilizada se baseia na imposição da
corrente de linha de entrada com baixa DHTI e elevado fator
de potência (FP). Desta forma, a estratégia de controle se
concentra em impor uma corrente aproximadamente senoidal
na entrada, limitando em 34% a potência ativa processada
pelo conversor chaveado, garantindo, portanto, que o
conversor chaveado jamais assumirá a potência total
entregue a carga. Caso contrário, a tensão no barramento CC
de saída se eleva, bloqueando os diodos da ponte retificadora
não controlada, retirando o Ret-1 de operação e levando o
conversor chaveado a processar toda potência de saída. Neste
contexto, o circuito de controle desenvolvido é ilustrado na
Fig. 5.
Segue nas seções seguintes uma descrição detalhada de
cada etapa do circuito de controle desenvolvido.
A. Senóide de Referência (Vref-1)
A tensão de referência é obtida através de um retificador
de onda completa utilizando um transformador 220\18 V
com TAP central.
A saída retificada deve ser atenuada a um nível de tensão
compatível com o limite máximo do sinal de entrada do
circuito multiplicador no intuito de evitar que o mesmo
sature.
B. Realimentação de Corrente (VRSH2)
A corrente imposta no conversor chaveado deve ser tal
que, somada à corrente de entrada do retificador não
controlado operando em DCM, resulte em uma corrente
senoidal na rede CA de alimentação em qualquer condição
de carga. Para isso, uma amostra do sinal de corrente do
retificador não controlado, corrente que flui pelo indutor L1,
é obtida através de um sensor de efeito Hall, representado na
Fig. 3 por RSH2. Portanto, o sinal VRSH2 é aplicado a um
circuito retificador com amplificador operacional, filtrado e,
portanto, convertido em um sinal DC cuja amplitude varia de
acordo com a variação de IL1 e, consequentemente, da
potência elétrica de saída, conforme ilustrado na Fig. 6. O
limite máximo do nível DC obtido é determinado pelo diodo
Zenner. Desta forma, consegue-se limitar o valor máximo do
sinal de referência de corrente e, consequentemente, da
corrente a ser imposta no conversor chaveado evitando a
destruição do mesmo diante esforços de corrente acima do
limite de projeto.
C. Multiplicador
O circuito multiplicador foi implementado utilizando-se o
circuito integrado LM1495, cujo diagrama esquemático
completo é ilustrado na Fig. 7.
Os sinais aplicados aos pinos de entrada 4 e 9 são
multiplicados, obtendo-se, na saída diferencial do circuito
(pinos 2 e 14), o sinal de referência de corrente. Este sinal é
aplicado a um amplificador operacional com vistas a obter
um sinal de referência de corrente com o mesmo terra de
referência do circuito de controle.
Portanto, os sinais de tensão a serem multiplicados são a
senóide de referência retificada e o nível DC correspondente
à carga aplicada ao conversor, conforme descrito
anteriormente.
Deve-se definir os limites de tensão a serem aplicados nas
entradas do multiplicador, objetivando evitar a saturação do
mesmo. Os limites de saturação do LM1495 são definidos
pelas equações:
Vx = I13 ⋅ Ry
(6)
máx
Vy
máx
= I 3 ⋅ Rx
(7)
Onde:
Vxmax - máximo nível de tensão aplicado no pino 9;
Vymax - máximo nível de tensão aplicado no pino 4;
I13 - correntes através de R3;
I3 - corrente através de R13;
Ry - resistor entre os pinos 10 e 11;
Rx - resistor entre os pinos 5 e 6.
V0 = −
Vx ⋅Vy
10
(8)
Utiliza-se um divisor de tensão nos pinos de entrada 4 e 9,
para que se possa aplicar uma tensão maior na entrada do
divisor obtendo um sinal atenuado nas entradas dos pinos 4 e
9. Assim, V’x e V’y são as tensões na entrada do divisor e Vx
e Vy a tensão nos pinos 4 e 9 do multiplicador. É conveniente
colocar a tensão de saída em função de V’x e V’y. Assim,
considerando um divisor de tensão com resistores iguais,
tem-se que:
V0 = −
4 ′ ′
Vx ⋅ Vy
10
(9)
Dessa forma, a saída Vo é dada pela multiplicação dos
sinais V’x e V’y aplicados à entrada do divisor de tensão por
um fator de atenuação de 0,4.
D. Gerador de onda dente de serra
A saída V0, proveniente da multiplicação da senóide de
referência com um nível DC (Vref-2) deverá ser somada a uma
onda dente de serra. A freqüência deste sinal irá determinar a
freqüência máxima de chaveamento do interruptor S1, visto
que a corrente de entrada será forçada a acompanhar a
senóide dentro dos limites da onda dente de serra sobreposta
ao sinal de referência de corrente.
Para geração do sinal dente de serra com freqüência igual
a 30kHz, utilizou-se o circuito integrado 3525 conforme
ilustrado na Fig. 8.
Pelo projeto do circuito multiplicador os valores de I13 e I3
são definidos como aproximadamente 1 mA. Os valores de
Ry e Ry são fixados em 10 kΩ.
Fig. 8. Circuito gerador de sinal dente de serra.
A freqüência da onda é ajustada pelo potenciômetro R1 e a
amplitude é ajustada por outro potenciômetro atuando como
divisor de tensão. Para este circuito de controle o valor pico a
pico da dente de serra ficará em torno de 1,4 V com
freqüência de 30 KHz.
Fig. 7. Circuito multiplicador utilizando o LM1495.
Dessa forma, a tensão máxima que pode-se aplicar ao
multiplicador sem saturá-lo é igual a 10V (Vxmax =10V, Vymax
= 10V). A saída V0 é dada por:
E. Somador
Devemos somar a saída do multiplicador (senóide de
referência) com uma onda dente de serra. É conveniente
somar aos sinais já mencionados um nível DC. Isso se deve à
necessidade de se anular níveis DC indesejados. Na saída do
somador (Vref-3) temos uma onda senoidal retificada a 120 Hz
somada a uma onda dente de serra a 30KHz.
F. Comparador
Nesse projeto utilizou-se dois comparadores para
obtenção dos sinais de gatilho do interruptor S1. O
comparador que gera o sinal de gatilho do interruptor S1
recebe na sua porta não-inversora uma senóide de referência
de 120 Hz somada a uma onda dente de serra de alta
freqüência (Vref3). Este sinal é comparado com a corrente do
indutor L1 do conversor chaveado, obtido através de um
sensor RSH1 de efeito Hall. Dessa forma obtemos na saída do
comparador os pulsos PWM para o comando do interruptor
S1, forçando a corrente através do conversor chaveado a
acompanhar a senóide dentro dos limites da onda dente de
serra.
correntes drenadas pelo retificador chaveado e o não
controlado (VRSH1). A comparação da referência com a
corrente realimentada gera os pulsos para o gatilho do
interruptor S1 (VGate).
V. RESULTADOS DE SIMULAÇÃO
Com as especificações de projeto e com os parâmetros dos
elementos calculados, implementou-se no PSpice® o
conversor proposto, conforme ilustrado na Fig. 9. Os
principais resultado de simulação obtidos são apresentados
nas Figs.10 à 13.
Fig. 10 – Senóide de referência somada à onda triangular, sinal de
realimentação e pulsos de gatilho.
(a) Circuito de potência
A Fig. 11 ilustra como é feita a composição da corrente
CA de alimentação. Observa-se que a corrente drenada pelo
retificador monofásico não controlado se soma à corrente
imposta no conversor SEPIC resultando em uma corrente de
entrada com reduzida taxa de distorção harmônica, conforme
observado em seu espectro harmônico apresentado na Fig.
13. Destaca-se que apesar ser uma forma de onda atípica, seu
conteúdo harmônico atende aos limites impostos pela norma
internacional IEC61000-3-4, comprovando a eficácia da
solução proposta.
Fig. 11 – Composição da corrente CA de alimentação (verde): corrente de
entrada do retificador não controlado (vermelho) + corrente de entrada do
conversor SEPIC (azul).
(b) Circuito de controle
Fig. 9 – Circuito simulado no PSpice®.
A senóide de referência somada à onda triangular (VRef) é
ilustrada na figura 10. A corrente realimentada é a soma das
Fig. 12 – Corrente CA de alimentação (verde) e tensão de alimentação
(vermelho).
VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS
Após a realização de detalhadas simulações computacionais
utilizando-se o software PSpice®, um protótipo de 15 kW do
retificador híbrido monofásico proposto foi construído e
analisado em laboratório.
Cada um dos itens que compõem o circuito de potência foi
especificado com base nos dados obtidos através da análise
matemática desenvolvida e resultados de simulação. Os
ensaios foram realizados utilizando-se um transformador
monofásico de 20kVA (220V/480V), como fonte de
alimentação para o retificador híbrido proposto. Para os
resultados apresentados neste artigo, a potência média
nominal de saída foi limitada em 9,2kW, e a contribuição do
conversor chaveado em no máximo 27% da potência nominal
de saída.
Tab.I – Parâmetros do protótipo do retificador híbrido monofásico
implementado.
Especificações de Projeto
Tensão Média de Saída, V0 (med) = 500 V
Potência Total de Saída, P0 = 9,2 kW
Tensão de entrada, Vin (rms) = 480 V
Freqüência de chaveamento, f = 30 kHz
Retificador Monofásico não
Conversor Chaveado
controlado
(Boost + SEPIC)
Ponte retificadora SKB 52/12 Ponte retificadora SKMD 100 SEMIKRON
SEMIKRON
Indutor de Filtro, LF = 9,5 mH
Indutores, L1-L2 = 800 uH
Capacitor de filtro, CF = 600 µF
Capacitor série, CF1 = 10µF
Interruptor, S1 – IGBT SKM
145GAL176D - SEMIKRON
Diodos rápidos, D1-D2 – SKKE
120F - SEMIKRON
Potência processada – 6,73 kW
Potência processada – 2,39 kW
(73,76%)
(26,24%)
A corrente CA de alimentação obtida é apresentada na
Fig. 14. Observa-se que a corrente imposta no conversor
chaveado (SEPIC) é tal que a forma de onda de corrente
resultante na linha é muito próxima de uma forma senoidal,
conforme esperado, apresentando reduzida taxa de distorção
harmônica, conforme observado em seu espectro harmônico
ilustrado na Fig. 15.
Fig. 15. Espectro harmônico da corrente CA de alimentação.
VII. CONCLUSÕES
Este artigo apresenta o desenvolvimento e análise para o
controle analógico aplicado a uma nova estrutura topológica
de retificador híbrido monofásico, com elevado fator de
potência (FP) e reduzida distorção harmônica de corrente
(DHTI), adequado para aplicações em sistemas de tração
elétrica tipo Trólebus, operando tanto em CA, quanto em CC.
O controle proposto utiliza a técnica de controle PWM
para impor uma corrente de linha que, somada à corrente
tradicional do retificador de onda completa não controlado
em modo descontínuo, drena uma corrente da rede com baixa
distorção harmônica.
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