montagem e ensaio de um amplificador operacional discreto

Faculdade de Engenharia da Universidade do Porto
Licenciatura em Engenharia Electrotécnica e de Computadores
Electrónica II
MONTAGEM E ENSAIO DE UM
AMPLIFICADOR OPERACIONAL
DISCRETO
Jorge André Leitão, Hugo Alexandre Pinto
Electrónica 2
06/2000
Montagem e ensaio de um
Amplificador operacional discreto
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INTRODUÇÃO
Pretendeu-se com este trabalho montar e estudar um amplificador
operacional. O estudo consistiu em várias etapas:
1.
Polarização
2.
Tensão de desvio à entrada
3.
Ganho em malha aberta
4.
Largura de banda
5.
Compensação da resposta em frequência
Par isso foi feita uma análise teórica com cálculos e comentários,
seguida de uma simulação em computador com o auxilio do Electronics
Workbench (EWB) e posterior montagem no laboratório, procurando
comparar os resultados obtidos e justificar eventuais falhas. Por último
foram apresentadas algumas conclusões e justificações dos resultados
obtidos.
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Amplificador operacional discreto
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POLARIZAÇÃO
ANÁLISE TEÓRICA
Para se obter um ganho em malha fechada de –100 V/V escolheram-se
as resistências R17 e R18 de modo a que −
R17
= −100 . Utilizaram-se para R17
R18
100 KΩ e para R18 1KΩ.
Assumiram-se tadas as correntes de base nulas e correntes do emissor
iguais às do colector para mais fácil análise. Esta aproximação não introduz
grande erro porque o β dos transístores é elevado logo o α é
aproximadamente unitário.
VB3 =
R6
8 .2
VCC =
15 = 10.7 V
R5 + R6
3 .3 + 8 .2
VE 3 = VB 3 + 0.7 = 11.4 V = VC 2
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VB8 =
R13
8 .2
(−15) = −10.7 V = VB 7
(−VCC ) =
R14 + R13
3 .3 + 8 .2
VE 8 = VB8 − 0.7 = −11.4 V = VE 7
I E7 =
I1 =
VE 7 − VCC − 11.4 + 15
=
= 1.33 mA ≈ I C 7
R12
2.7
VBE 0.7
=
= 0.26 mA
R8 2.7
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I C 7 = I 1 + I 2 ⇔ I 2 = 1.33 − 0.26 = 1.07 mA ≈ I E 4 ≈ I C 4
I C 3 ≈ I1 + I C 4 = 0.26 + 1.07 = 1.33 mA ≈ I E 3
I3 =
VCC − VC 2 15 − 11.4
=
= 3 mA
R3
1.2
I C 2 = I 3 − I E 3 = 3 − 1.33 = 1.67 mA ≈ I E 2
I E1 + I E 2 = I C 8 ⇔ I E1 = 3.3 − 1.67 = 1.63 mA ≈ I C1
VC1 = VCC − R2 I E1 = 15 − 2.7 * 1.63 = 10.6 V
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SIMULAÇÃO EM EWB
ENSAIO NO LABORATÓRIO
Para “medir” uma corrente de 3.3 mA no emissor de Q8 mediu-se a
queda de tensão em R16 e variou-se o potenciómetro até obter 1 KΩ*3.3
mA=3.3 V.
Q1
Q2
Q3
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VB
VC
VE
VB
VC
VE
VB
VC
-0.51 V
+10.71 V
-1.16 V
-0.52 V
+11.30 V
-1.16 V
+10.68 V
+0.19 V
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Q4
Q5
Q6
Q7
Q8
VE
VB
VC
VE
VB
VC
VE
VB
VC
VE
VB
VC
VE
VB
VC
VE
+11.3 V
-0.46 V
+0.19 V
-1.10 V
+0.19 V
+14.89 V
-0.44 V
-1.10 V
-14.99 V
-0.49 V
-10.69 V
-1.10 V
-11.33 V
-10.69 V
-1.16 V
-11.35 V
CONCLUSÕES
Apesar das aproximações feitas na análise teórica (β muito elevado e
VBE=0.7 V) e de eventuais erros de medição no laboratório verificou-se que
os valores obtidos são muito semelhantes.
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TENSÃO DE DESVIO À ENTRADA (TENSÃO
DE OFFSET)
ANÁLISE TEÓRICA
Com a montagem seguinte é possível medir a tensão de desvio à entrada
do amplificador operacional (queda na resistência de 10 Ω):
Vio =
10
V1 ⇔ V1 = 1001 * Vio
10 + 10 K
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SIMULAÇÃO EM EWB
V1 = 1001 * Vio ⇒ Vio =
V1
1.2332
=
≈ 1.23 mV
1001 1001
ENSAIO NO LABORATÓRIO
V1 = 1.5 V ⇒ Vio =
1.5
≈ 1.5 mV
1001
CONCLUSÕES
Mais uma vez os valores experimentais e simulados com o EWB são
semelhantes.
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GANHO EM MALHA ABERTA DO
OPERACIONAL
ANÁLISE TEÓRICA
Ganho do TL081: A1=105 V/V
v1 = A1v + − A1v1
v1 = A1 v + − v −
⇒
A1v +

−
⇔ v1 =
≈ v+
v = v1

A +1
(
)
1
 v o = A(− vio )
v

⇒ vo = − A 1
10
v =
1001
 io 10 + 10 K v1
1
 + 1
v

v1
1
1
v = vi + vo
⇔ A = 1001 i − 2 

2
2 ⇒ v1 = vi − A
2
2 1001
 v1


v1 = v +
ENSAIO I
Substituindo o transístor Q7 por uma resistência de 8.2 KΩ ligada entre os
terminais colector-emissor deste.
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SIMULAÇÃO EM EWB
v i = 4 .4 V 
 4 .4

− 2  ≈ 320 V V
 ⇒ A = 1001
v i = 1 .9 V 
 1 .9

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ENSAIO NO LABORATÓRIO
v i = 4 .4 V 
 4 .4

− 2  ≈ 200 V V
 ⇒ A = 1001
v i = 2 .0 V 
 2 .0

ENSAIO II
Nas mesmas condições mas adicionando um condensador de 220 µF ligado
entre a saída do amplificador operacional e o ponto intermédio de junção
entre a resistência de 8.2 KΩ e a resistência R12.
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SIMULAÇÃO EM EWB
v i = 4 .4 V 
 4 .4

− 2  ≈ 8485 V V
 ⇒ A = 1001
vi = 421 mV 
 0.42

ENSAIO NO LABORATÓRIO
v i = 4 .4 V 
 4 .4

− 2  ≈ 7174 V V
 ⇒ A = 1001
vi = 0.48 V 
 0.48

ENSAIO III
Com o transístor em Q7 (actuando como carga activa para Q3)
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SIMULAÇÃO EM EWB
v i = 4 .4 V 
 4 .4

− 2  ≈ 30 * 10 3 V V
 ⇒ A = 1001
vi = 0.14 V 
 0.14

ENSAIO NO LABORATÓRIO
v i = 4 .4 V 
 4 .4

− 2  ≈ 25 * 10 3 V V
 ⇒ A = 1001
vi = 0.18 V 
 0.18

CONCLUSÕES
Na situação do ensaio III (com o transístor Q7), como VCE=10.2 V e a
corrente no emissor ou no colector é aproximadamente 1.34 mA, teriamos
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que ter uma resistência entre colector e emissor de 10.2/1.34=7.6 KΩ.
Assim, uma resistência de 8.2 provocará aproximadamente o mesmo efeito
na polarização quando comparado com o transístor.
Quanto ao ganho, será menor no primeiro ensaio quando comparado
com o terceiro já que não tem o transístor Q7 que, com Q4, constitui o andar
de amplificação do sinal. Quanto ao segundo ensaio, devido ao condensador
de elevada capacidade, a saída é “transportada” para o ponto intermédio de
ligação de R12 e a resistência de 8.2 KΩ e provoca um incremento da
resistência de saída do amplificador, levando a um ganho maior do que no
primeiro caso.
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DETERMINAÇÃO DA LARGURA DE BANDA
DO OPERACIONAL
SIMULAÇÃO EM EWB
Resposta em frequência do circuito em malha fechada:
A frequência superior de corte em malha fechada é aproximadamente
790 KHz.
Através da medição do tempo de subida é também possível calcular a
frequência superior de corte em malha fechada:
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t r ≈ 0.46 µs
f H * t r ≈ 0.35 ⇒ f H =
0.35
≈ 760 KHz
0.46 * 10 −6
Os dois valores obtidos são bastante idênticos, como seria de esperar.
Para o cálculo da frequência superior de corte em malha aberta utilizouse o primeiro resultado (790 KHz) já que este é mais correcto (o segundo
envolveu mais aproximações).
f Hma * Ama = f Hmf * Amf ⇒ f hma
790 *10 3 *100
=
≈ 2.63 KHz
30 *10 3
ENSAIO NO LABORATÓRIO
tr=0.34 µs
tl=2 µs
f Hmf * t r = 0.35 ⇒ f h =
0.35
≈ 1 MHz
0.34 *10 −6
f Hma * Ama = f Hmf * Amf ⇒ f hma =
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10 6 *100
≈ 4 KHz
25 * 10 3
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CONCLUSÕES
Como seria de esperar, a frequência superior de corte em malha fechada
é maior do que em malha aberta, já que no primeiro caso o ganho é menor e
quanto menor é o ganho, maior a estabilidade.
Podemos concluir que a estabilidade aumenta com o aumento do
feedback (e consequente diminuição do ganho em malha fechada) e o
ampificador será muito instável em malha aberta.
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ESTUDO DA ESTABILIDADE E
COMPENSAÇÃO
ANÁLISE TEÓRICA
Pretende-se modificar a função de transferência em malha aberta de
modo a ter um amplificador em malha fechada estável para qualquer valor
de ganho.
Para isso foi usado um método que consistiu na introdução de um pólo
na função de transferência de modo a aumentar a margem de ganho e
consequente estabilidade. Contudo esta técnica diminui a largura de banda
do amplificador.
Numa primeira experiência introduziu-se um condensador num ponto do
circuito onde se verificasse o Efeito Miller, de modo a não ser necessária
uma capacidade elevada. Substituiu-se depois por um condensador no ponto
de mais elevada impedância do circuito de modo a utilizar-se o Pole
Splitting.
SIMULAÇÃO EM EWB
Utilizando a função Parameter Sweep, verifica-se que a variação do
valor da resistência R17 e por consequência do ganho em malha fechada não
altera a largura de banda:
Resposta em frequência variando R12
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Resposta temporal variando R17 (transição ascendente)
ENSAIO NO LABORATÓRIO
Ganho –10: R17=10 KΩ
R18=1 KΩ
Transição ascendente
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Transição descendente
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Ganho –5.6: R17=5.6 KΩ
R18=1 KΩ
Transição ascendente
Transição descendente
Ganho –3.3: R17=3.3 KΩ
R18=1 KΩ
Transição ascendente
Transição descendente
Ganho –1.8: R17=1.8 KΩ
R18=1 KΩ
Transição ascendente
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Transição descendente
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Ganho –1.2: R17=1.2 KΩ
R18=1 KΩ
Transição ascendente
Transição descendente
Ganho –1: R17=1 KΩ
R18=1 KΩ
Transição ascendente
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Transição descendente
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COMPENSAÇÃO COM C1 (EFEITO MILLER)
SIMULAÇÃO EM EWB
Resposta temporal variando C1 (transição ascendente)
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Resposta temporal variando C1 (transição descendente)
ENSAIO NO LABORATÓRIO
C1=10 nF
Transição ascendente
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Transição descendente
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C1=1.5 nF
Transição ascendente
Transição descendente
Transição ascendente
Transição descendente
C1=680 pF
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COMPENSAÇÃO COM C2 (EFEITO POLE
SPLITTING)
SIMULAÇÃO EM EWB
Resposta temporal variando C2 (transição ascendente)
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ENSAIO NO LABORATÓRIO
C2=100 nF
Transição ascendente
Transição descendente
Transição ascendente
Transição descendente
Transição ascendente
Transição descendente
C2=15 nF
C2=1 nF
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CONCLUSÕES
Para não haver ringing (oscilação do sinal em torno do seu valor final) é
necessário um condensador de capacidade mais elevada em C2 do que em
C1. Isto deve-se ao Efeito Miller em C1, isto é, a sua capacidade virá
multiplicada pelo ganho do estágio. Além disso a largura de banda no
primeiro caso será maior, já que o tempo de subida é menor.
Quanto aos ensaios laboratoriais em EWB, a capacidade ideal para C1 foi
10 nF e para C2 foi 100 nF (ou 1µF, também aceitável), o que confirma o
dito anteriormente.
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