Conversor Boost de Alto Ganho Baseado na Versão

Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática
Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014
CONVERSOR BOOST DE ALTO GANHO BASEADO NA VERSÃO BIDIRECIONAL DA CÉLULA DE
COMUTAÇÃO DE TRÊS ESTADOS
Diego Bruno S. Alves, Paulo P. Praça, Demercil S. Oliveira, Luiz Henrique S. C. Barreto, Tobias Rafael F. Neto
Grupo de Processamento de Energia e Controle (GPEC), Departamento de Engenharia Elétrica, Universidade Federal do
Ceará (UFC). Centro de Tecnologia – Campus do Pici, Bl. 705
Caixa Postal 6001, 60455-750, Fortaleza, CE, BRASIL
Emails: [email protected], [email protected], [email protected],
[email protected], [email protected]
Abstract
 This paper presents a new high voltage gain boost converter topology, based on the bidirectional version of the three-state switching
cell for battery charging using PV panels in a single conversion stage. The presented converter can generate a 200V DC bus using a battery bank or
a PV panels array and, depending on insulation, charging the batteries in a single stage conversion. Another important feature of this converter is
the soft switching ZVS mode for all switches. The operation principle, theoretical waveforms, static gain, simulation and experimental results of the
500W prototype are presented in order to support the proposed structure.
Keywords  DC-DC power conversion, High Voltage Gain, Photovoltaic Panels and Batteries.
Resumo  Este artigo apresenta uma nova topologia de um conversor boost de alto ganho baseado na versão bidirecional da célula de comutação
de três estados. O presente conversor tem integrado um banco de baterias, um conjunto de painéis fotovoltaicos e um conversor boost de alto
ganho, com capacidade para gerar um barramento CC de 200V em um único estágio de processamento. Outra importante característica desse
conversor é a comutação suave em modo ZVS para todas as chaves. O conversor tem sua topologia, etapas de operação, formas de ondas teóricas,
ganho estático, simulação e resultados experimentais apresentados.
Palavras-chave  Conversão DC-DC, Alto ganho de tensão, Painéis Fotovoltaicos e Baterias.
1 Introdução
O desafio de gerar um barramento de saída de alta
tensão CC, com valores entre 200V e 400V, geralmente
para alimentar inversores, sistemas UPS, acionamento de
motores, sistemas ininterruptos de energia, a partir de
um baixo nível de tensão de entrada, normalmente entre
12V e 48V proveniente de baterias e painéis
fotovoltaicos, vem sendo estudado há alguns anos,
gerando diversas propostas que visam superar tal
dificuldade (Barreto et al., 2014) e (Tseng et al., 2008).
Para o desenvolvimento de sistemas capazes de
aproveitar a energia fotovoltaica, fazendo uso de painéis
fotovoltaicos e banco de baterias, pelo menos dois
estágios de conversão ainda são necessários (Garcia et
al., 2012). Todavia, as topologias de múltiplos estágios
geralmente são mais complexas e possuem maior
número de componentes que as topologias de único
estágio. A redução do número de estágios de
processamento de energia resulta em um aumento da
eficiência do sistema fotovoltaico (Praça et al., 2013).
Este trabalho tem por escopo apresentar uma
família de conversores não isolados em alta frequência
adequado à integração, em um único estágio de
conversão, um banco de baterias, um conjunto de painéis
fotovoltaicos e o link cc de um inversor. A topologia é
baseada em um conversor boost de alto ganho com uma
versão bidirecional (Praça et al., 2013) da célula de
comutação de três estados (Grover V. T. B.), utilizandose o mesmo núcleo magnético para obtenção de um alto
ganho de tensão. Na Figura 1 visualizam-se as principais
arquiteturas convencionais para sistemas fotovoltaicos
isolados (off-grid), nota-se a necessidade de no mínimo
dois estágios de processamento de energia.
3045
BATERIAS
BIDIRECIONAL
ALTO GANHO
PV
UNIDIRECIONAL
UNIDIRECIONAL
BATERIAS
ALTO GANHO
PV
Figura 1. Arquiteturas convencionais
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A Figura 2 apresenta a arquitetura proposta de um
único estágio.
C3
D2
C2
D1
BATERIAS
Ro
Lp
T3
ALTO GANHO
S1
T1
Pv
S3
Lin
C1
T2
VBAT
S2
PV
Figura 4. Topologia proposta
Figura 2. Arquitetura Proposta
2 Concepção da Topologia
A topologia proposta é derivada do modelo
inicialmente proposto por Praça (et al., 2013), o qual
pode ser observado na Figura 3.
D2
T4
T6
Tr1
Tr2
S1
Ro
C3
S3
C2
T1
Lin
PV
T3
T5
T2
S2
A topologia apresentada é formada pelo indutor de
entrada LIN, interruptores de potência controlados S1-S4,
diodos retificadores D1 e D2, transformador com
enrolamentos T1, T2 e T3, indutor de dispersão LP e
capacitores de saída C1, C2 e C3.
3 Princípio de Operação
O conversor apresentado neste artigo apresenta duas
regiões de operação com seis etapas cada uma,
trabalhando de forma semelhante. A razão cíclica é
aplicada nas chaves inferiores de cada braço (S2 e S4),
que por sua vez estão defasadas em 180°. O
comportamento do conversor e a região de operação são
definidos pela razão cíclica (D>50% e D<50%). A seguir
serão apresentadas as etapas de operação para D>50%.
C4
D1
VBAT
S4
C1
S4
3.1 Primeiro Estágio [t0 – t1]
Io
D2
Figura 3. Topologia proposta por Praça (et al., 2013)
C3
Lp
T3
C2
D1
Devido a quantidade de elementos magnéticos e
capacitores, o que implica em maiores perdas, volume,
peso e um controle mais complexo, objetiva-se melhorar
o rendimento dessa topologia, diminuindo a quantidade
de componentes. A topologia resultante do boost com a
célula de comutação de três estados é apresentada na
Figura 4.
O sistema é composto por painéis solares, banco de
baterias e um conversor boost de alto ganho baseado na
versão bidirecional da célula de três estados. A
característica bidirecional da topologia permite carregar
a bateria a partir dos painéis fotovoltaicos ou alimentar a
carga de acordo com a incidência solar.
It1
T1
S1
Ro
Ipv
S3
Pv
Lin
C1
Iin
VBAT
It2
T2
S2
S4
Figura 5. Primeiro estágio
Essa etapa tem início com a abertura da chave S1,
que provoca a circulação de uma corrente pelo diodo em
antiparalelo da chave S2, permitindo o fechamento ZVS
da mesma, conforme observado na Figura 5. Nesse
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momento, o interruptor S3 já se encontrava bloqueado e
S4 conduzindo. O indutor de entrada ‫ܮ‬௜௡ inverte sua
polaridade a fim de manter a corrente constante, a qual
passa a crescer linearmente. A corrente no enrolamento
do transformador ‫்ܫ‬ଵ cresce linearmente ao passo que
‫்ܫ‬ଶ decresce linearmente. O diodo D1 ainda continua
diretamente polarizado, carregando o capacitor C2, e o
diodo D2 encontra-se reversamente polarizado. Essa
etapa termina quando a corrente no secundário chega à
zero.
3.2 Segundo Estágio [t1 – t2]
Io
D2
C3
Lp
T3
Ro
C2
D1
It1
S1
T1
3.4 Quarto Estágio [t3 – t4]
Ipv
S3
No instante t2, a chave S4 é bloqueada, ocorrendo a
circulação de corrente pelo diodo em antiparalelo da
chave S3, permitindo sua entrada em condução em modo
ZVS, conforme observado na Figura 7. A chave S2
permanece conduzindo. O indutor de entrada ‫ܮ‬௜௡ inverte
sua polaridade a fim de manter sua corrente constante
fazendo-a decrescer linearmente. Com a comutação da
chave S3, a corrente da chave cresce linearmente e
inverte de sentido, o capacitor C1 é carregado. A corrente
no enrolamento do transformador ‫்ܫ‬ଵ cresce linearmente
e ‫்ܫ‬ଶ decresce linearmente durante toda a etapa de
operação. A tensão no secundário polariza diretamente o
diodo D2 carregando o capacitor C3. O diodo D1 está
reversamente polarizado. Essa etapa termina quando a
chave S3 é comandada a bloquear.
Pv
Io
D2
Lin
C1
C3
Lp
T3
Ro
Iin
VBAT
It2
T2
S2
C2
D1
S4
It1
Figura 6. Segundo e Quinto estágio
S1
T1
Ipv
S3
Pv
Lin
C1
Iin
Essa etapa tem início quando a corrente no
secundário T3 chega à zero. Nesse instante, as chaves S2
e S4 já se encontram conduzindo enquanto que S1 e S3
estão bloqueadas. A corrente que circula pelo indutor de
entrada ‫ܮ‬௜௡ ainda se encontra crescendo linearmente e se
divide igualmente entre os enrolamentos do
transformador da célula de três estados T1 e T2, de
forma a diminuir os esforços de corrente. A corrente no
enrolamento do secundário T3 é nula durante toda essa
etapa. Na Figura 6 é apresentado o esquemático desse
estágio de operação.
3.3 Terceiro Estágio [t2 – t3]
Io
D2
C3
Lp
T3
C2
D1
It1
T1
S1
Ro
S3
Ipv
Ic1
Lin
C1
Iin
VBAT
It2
T2
S2
S4
Figura 7. Terceiro estágio
Pv
VBAT
It2
T2
S2
S4
Figura 8. Quarto estágio
Essa etapa tem início quando a chave S3 é
comandada a bloquear, o que provoca a circulação de
uma corrente pelo diodo em antiparalelo da chave S4,
permitindo o fechamento ZVS da mesma. Nesse instante,
a chave S2 ainda se encontra conduzindo e a corrente no
indutor ‫ܮ‬௜௡ cresce linearmente. A corrente no
enrolamento T1 decresce enquanto a corrente em T2
cresce linearmente. O diodo D2 continua polarizado
diretamente e o diodo D1 polarizado reversamente. Essa
etapa termina quando a corrente no secundário for igual à
zero, nesse momento a corrente na chave S2 e S4 são
iguais. Na Figura 8 é ilustrada essa etapa de operação.
3.5 Quinto Estágio [t4 – t5]
Esta etapa é semelhante à segunda etapa de
operação. Tem início quando a corrente no secundário
chega a zero. Nesse instante, as chaves S2 e S4 já se
encontram conduzindo, enquanto a corrente que circula
pelo indutor de entrada ‫ܮ‬௜௡ continua crescendo
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linearmente e se divide igualmente entre os enrolamentos
da célula de comutação de três estados. A corrente no
enrolamento do secundário T3 é nula durante toda essa
etapa e os diodos D1 e D2 encontram-se polarizados
reversamente. Essa etapa termina quando a chave S3 é
bloqueada. O circuito equivalente é igual ao da segunda
etapa, já apresentado na Figura 6.
VG1
t
VG2
t
VG3
t
VG4
t
3.6 Sexto Estágio [t5 – t6]
VS1 – Is1
t
Io
VS2 – Is2
C3
D2
t
Ro
Lp
T3
VS3 – Is3
It1
S1
T1
t
C2
D1
S3
Ipv
Ic1
VS4 – Is4
t
Pv
Lin
C1
ILin
Iin
VBAT
It2
t
T2
S2
S4
Vlin
t
Figura 9. Sexto estágio
IT1
t
No instante ‫ݐ‬ହ a chave S2 é bloqueada, o que
provoca a circulação de uma corrente pelo diodo em
antiparalelo da chave S1, o que permite o fechamento
ZVS da mesma, conforme observado na Figura 9. Neste
momento as chaves S3 e S3 já se encontravam
bloqueadas e conduzindo, respectivamente. O indutor de
entrada ‫ܮ‬௜௡ inverte sua polaridade, a corrente decresce
linearmente. Com a comutação da chave S1, a corrente
da chave cresce linearmente e inverte de sentido, o
capacitor C1 é carregado. A corrente no enrolamento do
transformador ‫்ܫ‬ଵ decresce linearmente e ‫்ܫ‬ଶ cresce
linearmente durante toda a etapa de operação. A tensão
no secundário polariza diretamente o diodo D1, fazendoo conduzir e carregando o capacitor C2. O diodo D2
encontra-se polarizado reversamente. Essa etapa termina
com abertura da chave S1.
IT2
t
VAB
t
ILp
t
VCD
t
t0 t1 t2
t3 t4 t5
t6
Figura 10. Formas de onda teóricas
4 Ganho Estático
A seguir são apresentadas as equações do ganho
estático do conversor para as duas regiões de operação
(D>50% e D<50%).
3.7 Formas de ondas
A Figura 10 apresenta as formas de ondas teóricas
para a operação normal do conversor, com D>50%.
Conforme pode s1er observado, a corrente que circula
pelo indutor de entrada tem o dobro da frequência de
chaveamento, o que caracteriza o comportamento da
célula de comutação, sendo então dividida igualmente
entre os enrolamentos da célula. Essa divisão de corrente
faz com que os esforços de corrente nas chaves sejam
reduzidos.
3048
ª
º
1
2n
«
(1 D) ¬ D (1 D) »¼
(1)
ª 2 ˜ n ˜ D2
º
1
˜« 2
1»
(1 D) ¬ D D ˜ (1 D) ¼
(2)
G ! 50%
G 50%
D
2 ˜ LP ˜ IO
Ts ˜ VBAT ˜ n
(3)
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O ganho estático (G) depende exclusivamente da
razão cíclica (D), da relação de transformação (n), e da
corrente parametrizada (Į). A corrente parametrizada (Į)
depende da tensão da bateria (VBAT), corrente média de
saída (IO), do período de chaveamento (TS), relação de
transformação (n) e da indutância de dispersão (LP).
Na figura 11 é ilustrada a curva relacionada ao ganho
estático (G) com a razão cíclica (D) para diferentes
valores de (n).
5 Resultados Experimentais e de Simulação
Esta sessão detalha os resultados de simulação e
experimentais obtidos do conversor operando na
condição de potência nominal. A tabela 1 apresenta as
especificações do projeto de simulação e protótipo.
Tabela 1. Especificações do projeto.
Frequência de chaveamento
Fs = 50kHz
n=1,8
Razão Cíclica Nominal
Tensão de entrada
Tensão de saída
Potência de saída
Indutância de entrada
D = 0,61
VBAT = 24V
VO = 200V
PO = 500W
LIN = 100uH
n=1,4
Indutância de dispersão
LP = 14uH
n=1,2
Faixa de comutação ZVS
60-100%
C2, C3 = 100uF
C1 = 30uF
( 1 : 1,2 )
36
D < 50%
D > 50%
Ganho Estático (G)
30
n=3
n=2,6
n=2,2
24
18
12
Capacitores de saída
Boost
Convencional
6
0.2
0.4
0.5
Relação de transformação
0.8
0.6
Razão Cíclica (D)
Figura 11. Gráfico G x D para diferentes valores de n
Na Figura 12 visualiza-se o gráfico relacionado ao
ganho estático (G) com a corrente parametrizada (Į) para
diferentes valores de (D).
20
D=0,8
Ganho estático (G)
16
O conversor foi submetido a três situações: o fluxo
de energia da bateria (VBAT) para a carga (RO), do painel
fotovoltaico (PV) para a carga (RO) e do painel (PV) para o
banco de baterias (VBAT). Em relação à primeira situação,
são apresentadas as formas de ondas, na sequência é feito
um estudo comparativo da eficiência entre as três
situações citadas com a topologia proposta por Praça (et
al., 2013).
A Figura 13 apresenta o circuito do conversor
implementado no software de simulação PowerSim
(PSIM). Convém ressaltar que na simulação os
semicondutores são ideais, os componentes indutivos são
lineares e ideais, a frequência de chaveamento é
constante e o conversor opera em regime permanente.
12
D=0,7
5.1 Fluxo de energia da bateria para a carga
D=0,6
8
D=0,4
D=0,3
D=0,2
4
0.2 Į
0.4 Į
0.6 Į
0.8 Į
Į1
Corrente de carga parametrizada (Į)
Figura 12: Gráfico G x ĮSDUDGLIHUHQWHVYDORUHVGH'
A seguir serão apresentadas as formas de ondas para
o fluxo de energia do banco de baterias (VBAT) para a
carga (RO).
A Figura 14 apresenta as formas de ondas da tensão
de saída nos capacitores C1, C2 e C3 experimental e
simulado respectivamente. A tensão no capacitor C1
(VC1) está destacada em escala de cinza, enquanto que a
tensão no capacitor C2 (VC2) e C3 (VC3), por serem
iguais, estão sobrepostas. A tensão de saída é a soma da
tensão de cada capacitor em qualquer instante de tempo.
3049
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Figura 13. Circuito do conversor no PSIM
a)
a)
b)
Figura 14. Tensão nos capacitores de saída
a) resultado experimental, b) simulação
A Figura 15 apresenta o resultado experimental e
simulado das tensões nas chaves S1 (VS1), S2 (VS2) e a
corrente no seu respectivo braço (IL1). As tensões em S1
e S2 são complementares, as chaves S3 e S4 apresentam
a mesma forma de onda, embora defasado de 180º.
3050
b)
Figura 15. Tensão nas chaves S1 e S2 e acorrente no braço
a) resultado experimental, b) simulação
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A Figura 16 apresenta o detalhe da comutação na
chave S2 (VS2), observa-se que no instante do
acionamento da chave (VG2) a corrente está negativa
(IL1), fazendo com que o diodo intrínseco da chave
conduza garantido o fechamento em ZVS. A tensão de
gatilho (VG2) na simulação foi suprimida, em razão de
não proporcionar uma boa visualização.
b)
Figura 17. Corrente de entrada e no enrolamento do primário
a) resultado experimental, b) simulação
Na Figura 18 visualizam-se as formas de ondas
experimentais e de simulação da tensão no diodo D1
(VD1) e D2 (VD2).
a)
b)
Figura 16. Detalhe da comutação na chave S2
a) resultado experimental, b) simulação
A Figura 17 apresenta o comportamento da corrente
de entrada (IIN), com uma ondulação menor que 6%, e da
célula de comutação (IL1 - IL2). Pode ser observado que os
esforços de corrente são divididos entre os enrolamentos,
assim, as perdas por condução também são reduzidas
entre as chaves do conversor.
a)
b)
Figura 18. Tensão no diodo D1 e D2
a) resultado experimental, b) simulação
a)
3051
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5.2 Rendimentos dos conversores
A Figura 19 apresenta o gráfico do rendimento para
as três situações as quais o conversor foi submetido,
sejam elas: fluxo de energia da bateria para a carga, do
painel fotovoltaico para a carga e do painel para a
bateria. A eficiência do conversor proposto por Praça (et
al., 2013) também está inserida nesse gráfico.
Os resultados experimentais comprovam o fluxo
bidirecional existente entre as fontes de entrada (bateria
e painel fotovoltaico). A curva de eficiência ilustra a
melhoria da eficiência do conversor em razão da redução
dos magnéticos, que pode ser melhorada pelo uso de
componentes de melhor qualidade.
Considerando a ótima eficiência obtida em todos os
modos de operação tem-se que o uso de um conversor
único de três portas é uma excelente opção para o uso
extensivo em sistemas fotovoltaicos comerciais.
Agradecimentos
As instituições de fomento, FUNCAP e CNPQ pelo
recurso financeiro que possibilitou a realização deste
trabalho, ao Grupo de Processamento de Energia e
Controle da Universidade Federal do Ceará pela
disposição de seus laboratórios.
Referências Bibliográficas
Figura19. Eficiência dos conversores
Através da análise das curvas de rendimento, pode
ser constatado que o fluxo de energia do painel para a
carga obteve o melhor rendimento, pois nesta
configuração o conversor trabalha com elevada tensão
de entrada e baixa corrente. Conforme esperado, todas as
fontes de entradas do conversor obtiveram melhor
rendimento em comparação à topologia proposta por
Praça (et al., 2013), uma vez que a quantidade de
componentes foi reduzida.
6 Conclusão
Esta topologia faz uso da célula de comutação de
três estados, permitindo que a corrente de entrada do
conversor se divida pela metade através dos
enrolamentos do transformador, além do fato de a
mesma operar com o dobro da frequência de
chaveamento, fazendo com que o peso e volume do
elemento magnético sejam reduzidos. Todas as chaves
operam com comutação suave em modo ZVS e todo o
conversor possui somente um único estágio de
processamento da energia, o que faz com que a sua
eficiência seja aumentada.
Barreto, L. H. S. C.; Praça, P. P.; Oliveira, D. S.; Silva,
R. N. A. L (2014). "High Voltage Gain Boost
Converter Based on Three-State Commutation Cell
for Battery Charging Using PV Panels in a Single
Conversion Stage”, IEEE Trans. Power Electron.,
Vol. 29, pp. 150-158.
Tseng, K.C.; Liang, T.J.; , "Novel high-efficiency stepup converter". Electric Power Applications, IEE
Proceedings, vol.151, no.2, pp. 182- 190, Mar 2004.
Garcia, L.S.; de Freitas, L.C.; Buiatti, G.M.; Coelho,
E.A.A.; Farias, V.J.; Freitas, L.C.G (2012);
"Modeling and control of a single-stage current
source inverter with amplified sinusoidal output
voltage". Applied Power Electronics Conference
and Exposition (APEC), pp. 2024-2031, Feb.
Praça, P. P.; Henn, G. A. L.; Oliveira, D. S.; Barreto, L.
H. S. C.; Silva, R. N. A. L (2013). "High Voltage
Gain Single Stage DC-DC Converter Based on
Three-State Commutation Cell". Applied Power
Electronics Conference and Exposition (APEC),
2013, pp. 2882-2887, March.
Grover, V. T. B.; Nova família de conversores CC-CC
PWM não isolados utilizando célula de comutação
de três estados. Florianópolis, Dezembro de 2001.
Tese de Doutorado, Universidade de Santa Catarina.
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