Metodologia de Projeto para Conversor CC-CA ZVT PWM
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Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014 METODOLOGIA DE PROJETO PARA CONVERSOR CC-CA ZVT PWM Tiago Dequigiovani∗, Carlos Marcelo de Oliveira Stein∗ ∗ Universidade Tecnológica Federal do Paraná - UTFPR Via do Conhecimento, km 1, 85503-390 - Pato Branco, PR, Brasil Emails: [email protected], [email protected] Abstract— This paper presents a design methodology for a DC-AC converter using a ZVT cell. The used auxiliary circuit provides soft-switching in both switches, main and auxiliary, and reduces the reverse recovery losses in main diode. The project is based on six proposed restrictions that ensure soft-switching in switches in keeping the losses at auxiliary circuit in low levels. Experimental results are presented with the application of design methodology in a prototype 1 kW and 40 kHz. To evaluate the performance of this converter are also implemented the auxiliary circuit, conventional ZVT and the Undeland snubber. Results show better efficiency of proposed converter compared to other structures analyzed. Keywords— Active snubber cells, DC-AC converter, soft-switching, zero voltage transition. Resumo— Este artigo apresenta uma metodologia de projeto para um conversor CC-CA utilizando uma célula ZVT. O circuito auxiliar empregado proporciona comutação suave em ambos os interruptores, principal e auxiliar, além de reduzir as perdas sob recuperação reversa no diodo principal. O projeto é baseado em seis restrições propostas que asseguram a comutação suave nos interruptores mantendo as perdas no circuito auxiliar em nı́veis reduzidos. São apresentados resultados experimentais com a aplicação da metodologia de projeto em um protótipo de 1 kW e 40 kHz. Para avaliar o desempenho deste conversor são implementados também os circuitos auxiliares ZVT convencional e o snubber de Undeland. Resultados mostram melhor rendimento do conversor proposto em relação às outras estruturas analisadas. Palavras-chave— 1 Snubber ativo, Conversor CC-CA, comutação suave, transição em zero de tensão. ave (ZVS) para o interruptor principal e também auxı́lio à comutação para a chave auxiliar (pseudoZVS), dessa forma minimizando o problema do bloqueio dissipativo na chave auxiliar existente na topologia ZVT convencional. Essa célula ZVT inicialmente aplicada à conversores CC-CC é empregada neste trabalho em um conversor CC-CA ponte completa. Neste artigo é apresentada uma metodologia para o projeto dos elementos do circuito auxiliar, para atender as restrições de funcionamento e reduzir as perdas na comutação dos semicondutores. Para a validação do projeto um conversor é implementado e analisadas as formas de onda e a curva de rendimento. O desempenho deste conversor é comparado com a implementação do conversor ZVT convencional e outro dissipativo, utilizando o snubber de Undeland. Introdução Diante da crescente necessidade pela melhoria da eficiência no processamento de energia elétrica, os conversores são projetados para operar com alta frequência de chaveamento dos interruptores, isso apresenta como vantagem o aumento na densidade de potência do circuito, redução de volume, peso e possivelmente de custo, além da simplicidade no controle e rápida resposta dinâmica. No entanto, com a elevação da frequência de chaveamento, também aumentam as perdas por comutação, as derivadas de tensão e corrente e a geração de interferência eletromagnética (EMI). Esses problemas associados à elevação da frequência podem ser minimizados com a utilização de técnicas de auxı́lio à comutação, proporcionando elevado rendimento do conversor e, adicionalmente, redução da di/dt e dv/dt nos semicondutores. O circuito para auxı́lio à comutação empregado neste trabalho faz parte da famı́lia ZVT, proposto por Hua et al. (1992), no qual não contém elementos em série com o circuito de potência do conversor. A célula ZVT é ativada somente durante os intervalos de transição dos interruptores, assim o conversor opera com comutação suave enquanto mantém as vantagens do conversor PWM. Este circuito proposto por Hua et al. (1992), denominado neste trabalho como ZVT convencional, realiza comutação suave ao interruptor principal, porém o bloqueio da chave auxiliar é dissipativo. Em Bodur and Faruk Bakan (2002) é proposta uma célula ZVT que realiza comutação su- 2 Etapas de Funcionamento O circuito ZVT aplicado a um pólo PWM bidirecional é mostrado na Figura 1. A descrição das etapas de operação são apresentadas considerando o conversor operando no semiciclo positivo (corrente entrando no pólo PWM) e no instante de pico da corrente de carga nominal (Iop ). A Figura 2 mostra as principais formas de onda teóricas e na Figura 3 são destacados os elementos ativos durante cada etapa de operação. O funcionamento descrito é similar aquele apresentado em (Zhu and Ding, 1999; Bodur and Faruk Bakan, 2002; Russi et al., 2005), ambos para um conversor boost. 523 Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014 +E Cb2 S3 D3 Sx1 Estágio 2 (t1 < t ≤ t2 ): A corrente em Lr2 continua aumentando devido à ressonância com o capacitor Cr . Esta etapa termina em t2 onde a corrente no indutor assume o seu valor máximo e a tensão em Cr é igual a zero, isso ocorre em 1/4 do perı́odo de ressonância. O tempo de duração do estágio (∆t2 ) e a corrente máxima no indutor (ILr2(max) ) são definidas pelas expressões 2 e 3. D22 + Lr2 Iop D12 Lr1 Cb1 S4 + D11 Sx2 + D4 Cr 0V D21 Figura 1: Célula ZVT aplicada ao pólo PWM Comando S4 t iD3 Iop t Iop (Iop-iCr) iLr2 iD22 t iS4 Iop t vCr E vCb2 (3) Estágio 5 (t4 < t ≤ t5 ): Dependendo do valor projetado para o capacitor Cb2 , apenas uma parcela da energia armazenada em Lr2 é necessária para carregar Cb2 até a tensão E, desta forma o restante da energia é transferida para a entrada através da condução do diodo D22 . Possuindo o indutor, no instante t4 , corrente maior do que Iop , o diodo D4 torna a conduzir. Esta etapa termina quando a corrente no indutor é igual a Iop e o diodo D4 é bloqueado. Estágio 6 (t5 < t ≤ t6 ): Durante esta etapa continua a devolução da energia armazenada em Lr2 para a entrada, através da chave principal. O estágio termina quando a corrente no indutor chega a zero. Estágio 7 (t6 < t ≤ t7 ): Durante esta etapa o interruptor S4 conduz a corrente de saı́da, o tempo de duração é definido pelo PWM, o bloqueio de S4 ocorre no instante t7 . Estágio 8 (t7 < t ≤ t8 ): Com o bloqueio de S4 , é iniciada a descarga do capacitor Cb2 através do diodo D22 , sendo parte desta energia regenerada para a entrada e o restante para a carga do capacitor Cr . A tensão sobre a chave S4 cresce linearmente devido à presença dos capacitores Cr t vSx2 E t1 t2 t3 t4 t5 p ILr2(max) = Iop + E/ Lr2 /Cr t E t0 (2) Estágio 3 (t2 < t ≤ t3 ): Durante esta etapa o diodo D4 conduz a diferença entre a corrente máxima em Lr2 e a corrente de saı́da, garantindo a condição ZVS para o interruptor S4 . Este intervalo deve ser tão pequeno quanto possı́vel para minimizar as perdas de condução no circuito auxiliar, no entanto, deve durar o tempo suficiente para estabelecer a tensão de comando para o interruptor S4 . Estágio 4 (t3 < t ≤ t4 ): Em t3 , a chave auxiliar Sx2 é bloqueada sob pseudo-ZVS devido à presença do capacitor snubber Cb2 . O interruptor S4 assume a corrente de saı́da e a corrente em Lr2 começa a descarregar através de D12 para Cb2 , transferindo a energia armazenada no indutor para o capacitor. Esta etapa termina em t4 quando a tensão em Cb2 atinge +E, o tempo de duração é definido pela Equação 4. ! √ p Cb E 2 √ Lr2 · Cb2 (4) ∆t4 = sen−1 ILr2(max) Lr2 t Comando Sx2 p ∆t2 = (π/2) Lr2 · Cr t6 t7 t8 t Figura 2: Formas de onda teóricas Estágio 1 (t0 ≤ t ≤ t1 ): Anterior à primeira etapa (t < t0 ), o diodo D3 conduz a corrente de saı́da e ambas as chaves estão no estado de bloqueio. Em t0 a chave Sx2 é colocada em condução sob pseudo-ZCS, devido à limitação da di/dt pelo indutor Lr2 . As perdas de recuperação reversa no diodo principal também são reduzidas devido a presença do indutor. Esta etapa termina em t1 , quando a corrente em Lr2 é igual a Iop e o diodo D3 para de conduzir. O tempo de duração do estágio 1 (∆t1 ) é dado por ∆t1 = (Lr2 /E)Iop (1) onde E é a tensão CC de entrada. 524 Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014 +E +E S3 D3 Iop S4 0 D4 + Cb2 + D22 Lr2 D12 Cr +E S3 Iop S4 Sx2 0 [t0 – t1] +E D3 D4 + Cb2 + D22 Lr2 D12 D3 Iop S4 0 D4 + [t4 – t5] Cb2 + D22 Lr2 D12 Cr S4 0 [t1 – t2] + D4 Cb2 + D22 Lr2 D12 D3 Iop S4 0 D4 + Cb2 + D22 Lr2 D12 S4 0 D4 + Cb2 + D22 Lr2 D12 Cr Sx2 [t3 – t4] +E S3 D3 Iop S4 0 [t5 – t6] D3 Iop [t2 – t3] Sx2 Cr S3 Sx2 Cr +E S3 Sx2 D3 Iop Sx2 Cr +E S3 +E S3 D4 + Cb2 + D22 Lr2 D12 Cr S3 Iop S4 Sx2 0 [t6 – t7] D3 D4 + Cb2 + D22 Lr2 D12 Cr Sx2 [t7 – t8] Figura 3: Circuitos equivalentes aos estágios de operação e Cb2 em paralelo, proporcionando uma comutação pseudo-ZVS. O término desta etapa ocorre no instante t8 com a carga/descarga dos capacitores completa, e o diodo D3 entra em condução. ∆t8 = (Cr + Cb2 )E/Iop 3.2 A amplitude máxima da corrente no indutor Lr deve ser maior do que a corrente de saı́da, de forma que o diodo antiparalelo à chave principal entre em condução antes da transição de entrada do interruptor. Porém, este valor de corrente deve ser limitado com o propósito de reduzir as perdas por condução, e a capacidade de corrente necessária do interruptor auxiliar. Assim (5) Estágio 9 (t8 < t ≤ t9 ): O diodo principal D3 conduz a corrente de saı́da, a modulação PWM define o tempo de duração desta etapa. O instante de término deste estágio equivale ao inı́cio de um novo ciclo, onde t9 = t0 . 3 ILr(max) = k2 · Iop 3.3 Restrição 3: Comando da chave auxiliar Para que ocorra a comutação em zero de tensão no interruptor principal, a chave auxiliar deve ser mantida em condução até que seja estabelecido o sinal de comando no mesmo. Este tempo de condução (tSx ), consiste na soma da duração dos estágios 1, 2 e 3, portanto Restrição 1: Limitação da di/dt no diodo tSx = ∆t1 + ∆t2 + ∆t3 Tem como objetivo reduzir as perdas de recuperação reversa no diodo antiparalelo ao interruptor principal (D3 ou D4 ). Para que isso ocorra, o indutor Lr é dimensionado de forma que a derivada de corrente (di/dt) no bloqueio seja limitada. O intervalo ∆t1 (Equação 1) é o tempo para o bloqueio do diodo, e deve ser maior que o tempo de recuperação reversa (trr ) do mesmo. Assim, o indutor ressonante é definido pela Equação 6, onde k1 deve ser maior do que 1. Lr = k1 · trr · E/Iop (7) onde a constante k2 deve ser maior do que 1. A corrente ILr(max) é definida pela Equação 3, substituindo nessa a restrição da Equação 7 e isolando o indutor auxiliar chega-se a Lr = E 2 Cr / Io2p (k2 − 1)2 (8) Restrições para o Projeto Para obter sucesso no emprego da técnica de comutação suave apresentada é necessário considerar as não-idealidades dos dispositivos semicondutores utilizados e determinadas condições para o correto funcionamento do circuito auxiliar. O conversor é composto por duas células ZVT, uma para cada sentido da corrente de saı́da e com funcionamento análogo. Portanto os indutores Lr1 e Lr2 têm o mesmo valor e serão definidos como Lr , da mesma forma que Cb1 = Cb2 = Cb . 3.1 Restrição 2: Corrente máxima no indutor (9) A duração do primeiro e segundo estágios são representados pelas Equações 1 e 2, respectivamente. Substituindo essas expressões na Equação 9 obtêm-se πp Lr Lr Cr + ∆t3 (10) tSx = Iop + E 2 onde o valor de ∆t3 deve ser definido com base no atraso do circuito de acionamento e o tempo necessário para o processo de entrada em condução do interruptor principal. (6) 525 Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014 3.4 Restrição 4: Limitação na razão cı́clica 3.6 Para reduzir as perdas na transição de bloqueio, o tempo de subida da tensão sobre o dispositivo deve ser maior que o tempo de descida (fall time) da corrente. Conforme as etapas de operação, o bloqueio do interruptor principal ocorre durante o estágio 8, e o bloqueio da chave auxiliar ocorre no estágio 4. Assim, podem ser escritas as restrições Em inversores práticos a máxima razão cı́clica é limitada devido ao tempo que o dispositivo semicondutor necessita para trocar entre os estados de condução e bloqueio. Nos inversores com comutação suave existe também o tempo necessário para o circuito auxiliar fornecer as condições nulas de tensão e/ou corrente nos interruptores. Para o inversor em análise, o tempo de operação do circuito auxiliar (tzvt ) é definido como tzvt = tSx + ∆t8 Restrição 6: Intervalos para bloqueio (11) 4 (12) 3.5 A taxa de variação da tensão sobre o semicondutor deve ser reduzida devido à limitações construtivas do dispositivo, limitações do circuito ou para redução de EMI. Para que não ocorra uma variação brusca de tensão no instante de boqueio do interruptor principal, a tensão sobre o capacitor Cb deve alcançar o valor E durante o estágio 4. Dessa forma a tensão sobre o interruptor irá crescer a partir de zero, reduzindo a dv/dt e consequentemente as perdas na comutação. A energia necessária para o capacitor Cb atingir a tensão E é dada pela Equação 14. WCb 1 Lr · IL2 r(max) 2 2 p Lr I + E C /L o r r p E2 Tensão de Entrada (E) 300 V Tensão de pico na Saı́da (Vop ) 180 V Frequência de Saı́da (fo ) 60 Hz Potência de Saı́da (Po ) 1000 W Resistência de Carga (Ro ) 16,2 Ω Frequência de Chaveamento (fs ) 40 kHz Tabela 2: Caracterı́sticas dos semicondutores Chave Código tf all , trr Coes S1 a S4 Sx1 , Sx2 IRGP50B60PD1 20 ns, 120 ns 322 pF IRG4PC40UD 130 ns, 120 ns 140 pF (14) O capacitor Cr possui uma limitação mı́nima correspondente à soma da capacitância intrı́nseca (Coes ) dos interruptores principais do braço inversor. Com o intuito de reduzir as perdas por condução no circuito auxiliar, o valor de Cr deve ser projetado para o valor mı́nimo, ou seja, Cr = 2Coes . Essa definição não compromete a redução das perdas no bloqueio dos interruptores, que é garantida pelo capacitor Cb . Para o indutor auxiliar Lr são obtidos 3 valores, em função do capacitor ressonante Cr , que limitam a sua região de projeto. Da restrição 1, definida pela Equação 6 determina-se Lra ; através da restrição 2 (Equação 8) é obtido Lrb ; outra (15) Igualando-se as expressões 14 e 15 define-se um valor máximo do capacitor para a restrição ser atendida, conforme Equação 16. Cb ≤ Metodologia de Projeto principais caracterı́sticas dos interruptores discretos utilizados. A carga deste capacitor ocorre através da ressonância com o indutor Lr , no qual a máxima energia armazenada é definida pela Equação 15. WLr(max) = (18) Tabela 1: Especificações do Protótipo (13) Restrição 5: Limitação da dv/dt 1 = Cb E 2 2 ∆t4 = k4 · tf l2 Este procedimento de projeto consiste em determinar os valores para Cr , Lr e Cb a fim de atender às seis restrições apresentadas. A Tabela 1 contém as especificações do conversor consideradas para o projeto e implementação. A Tabela 2 mostra as onde k3 é uma constante menor do que 1 e Ts é o perı́odo de chaveamento. Substituindo a Equação 11 em 12 e admitindo que tSx >> ∆t8 , esta restrição pode ser escrita como tSx = k3 Ts (17) onde: k4 - constante maior do que 1; tf l1 - tempo de descida do interruptor principal; tf l2 - tempo de descida do interruptor auxiliar. Uma vez que o máximo intervalo de condução do interruptor principal (ton(max) ) limita o ı́ndice de modulação do conversor, o projeto deve assegurar que o tempo relacionado ao circuito auxiliar seja limitado. Assim tzvt = k3 Ts ∆t8 = k4 · tf l1 (16) 526 Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014 limitação para o indutor é obtida através da combinação das restrições 3 e 4, no qual igualando-se as Equações 10 e 13 obtêm-se Lrc . √ !2 πE Cr Eπ 2 Cr Lrc = + k3 Ts − ∆t3 − 16Iop 4Iop (19) As constantes presentes nessas equações (k1 , k2 e k3 ), devem ser projetadas para atender as restrições 1 a 4 e à partir disso determina-se o valor do indutor correspondente. O valor das constantes k2 e k3 é obtido através da análise do gráfico da Figura 4, onde observa-se a influência do indutor Lr nas principais grandezas envolvidas nas restrições: ILr(max) através de k2 , e tSx através de k3 . s E Iop 1,4 Lra (R1) 0,15 Lrc (R3,R4) k3 0,1 1,198 k3 - Adimensional k2 - Adimensional k2 arredondamento no valor correspondente do indutor. Assim, o indutor Lr = 12 µH em conjunto com Cr = 644 pF atende às restrições 1 a 4, uma vez que o valor correspondente de k1 = 3, 7 está acima do mı́nimo definido, e k3 = 0, 031 equivale à tSx de 3,1% do perı́odo de chaveamento, muito inferior ao máximo definido anteriormente. Com os valores de Lr e Cr projetados, são obtidas as limitações para Cb de forma a atender as restrições 5 e 6. Da restrição 5 definida pela Equação 16 determina-se o valor de Cba ; para satisfazer a restrição 6, relativo ao bloqueio do interruptor principal, é obtido Cbb substituindo a Equação 5 na Equação 17; e para o bloqueio da chave auxiliar, também da restrição 6, determinase Cbc substituindo a Equação 4 na Equação 18. O gráfico apresentado na Figura 5 mostra o comportamento dos tempos relativo aos estágios para o bloqueio dos interruptores em função do capacitor Cb . O valor de Cba é calculado diretamente 7 6,4 0,05 Δt8 /tfall(S) 1 12 40 54,2 ConstanteSk4 0,031 70 Δt4 /tfall(Sx) Cbb Cbc 3 Cba Indutor Lr [µH] 2,1 Figura 4: Gráfico para projeto de Lr 1 O gráfico mostra que a região de projeto do indutor está delimitada entre os valores de Lra (mı́nimo) e Lrc (máximo). O valor de Lra restringe a constante k1 ≥ 3 (Bodur and Faruk Bakan, 2002), o que corresponde à di/dt no diodo em aproximadamente 30 A/µs, obtendo Lra = 9,72 µH. O limite superior de Lrc = 54,2 µH foi calculado para que o tempo máximo de condução da chave auxiliar seja de 10% do Ts (Zhu and Ding, 1999) e o ∆t3 igual a 200 ns, adotado com base experimental devido às não-idealidades do interruptor e atrasos no circuito de acionamento. Dentro da região de projeto deve-se definir o valor da constante k2 , a qual é proporcional à corrente máxima no indutor auxiliar. Essa constante é utilizada para assegurar que a amplitude de ILr(max) tenha valor suficiente para garantir o bloqueio do diodo principal e a entrada em condução do diodo antiparalelo, portanto deve ser maior do que 1. Observa-se no gráfico que, com o incremento do indutor ocorre uma pequena diminuição no valor da corrente máxima, porém o tempo de condução da chave auxiliar aumenta proporcionalmente. Assim, para menores perdas em condução, o valor mais adequado é próximo de Lra . O valor projetado é igual a Lrb , adotando k2 para obter ILr(max) aproximadamente 20% acima da corrente de saı́da, utilizou-se k2 = 1, 198 para 0 0,91 11 23,61 30 CapacitorSCbS[nF] Figura 5: Gráfico para projeto de Cb e equivale ao limite superior de projeto do capacitor. Para este valor toda a energia armazenada no indutor é transferida para o capacitor alcançar a tensão de entrada. Os valores Cbb e Cbc dependem da definição da constante k4 , no qual, para reduzir as perdas no bloqueio dos semicondutores recomenda-se um valor de 2 a 4 (da Silva Martins, 2008). Utilizou-se k4 = 2, 1 para arredondamento do capacitor correspondente. Após determinar os valores, observa-se no gráfico que a região de projeto para Cb está entre os valores de Cbc e Cba . Com o intuito de reduzir a quantidade de energia presente no circuito auxiliar e consequentemente as perdas por condução, o valor mais adequado para projeto é próximo do limite inferior, portanto Cb = 11 nF. Nas seções a seguir são apresentados os resultados experimentais para validação da metodologia de projeto, e a comparação de desempenho com a implementação de um conversor com os circuitos auxiliares ZVT convencional e snubber de Undeland. 527 Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014 5 Resultados Experimentais a tensão E, sendo o restante regenerado para a entrada. A Figura 8 mostra as comutações de entrada e bloqueio no interruptor principal. Verifica-se que o sinal de comando é aplicado ao interruptor após a tensão sobre o mesmo ser nula, caracterizando a entrada em condução sob ZVS. Também podese observar que o circuito auxiliar é ativo em um pequeno intervalo em relação ao perı́odo de chaveamento. O conversor CC-CA ponte completa, monofásico e saı́da senoidal é mostrado na Figura 6, onde o S1 vo desconectar para snubber Ro + E - Cf S2 A D S3 Dr1 io Cb2 D22 Lr2 D12 Sx1 Lf B Lr1 S4 Cb1 C Dr2 D11 S3 Sx2 D21 VS3 Figura 6: Conversor CC-CA ZVT PWM braço inversor (S1 e S2 ) comuta em baixa frequência e S3 e S4 na frequência de chaveamento. As especificações dos componentes do circuito auxiliar são mostrados na Tabela 3. iLr1 iS3 S3 - 10 V/div; VS3 - 100 V/div; iLr1, iS3 - 10 A/div; Tempo: 2 µs/div Tabela 3: Componentes ZVT Figura 8: Comutações da chave principal - ZVT Descrição Especificação Dr1 , Dr2 , D11 , D12 15ETH06 D21 , D22 O detalhe da transição de bloqueio é mostrado na Figura 9. Pode-se verificar a comutação pseudo-ZVS através da limitação da dv/dt, dessa forma reduz-se a sobreposição da tensão com a corrente e consequentemente a potência dissipada no semicondutor. MUR460 Lr1 , Lr2 12 µH (EE 20/10/5-18 espiras) Cb1 , Cb2 11 nF (2 x 22 nF em série) Cr 644 pF (2Coes ) Através das formas de onda mostradas na Figura 7 pode-se verificar o funcionamento do circuito auxiliar. Ao comando para Sx2 a corrente no indutor cresce com taxa de aproximadamente 25 A/µs e, após a ressonância com Cr a tensão sobre o interruptor principal é nula, alcançando a condição de ZVS. Verifica-se também a coerência das grandezas com os parâmetros de projeto, onde o valor teórico para a corrente máxima no indutor é 13,3 A e para o tempo da chave auxiliar em condução é de 780 ns. Após o bloqueio de Sx2 , a S3 iS3 VS3 S3 - 10 V/div; iS3 - 10 A/div; VS3 - 100 V/div; tempo: 400 ns/div Figura 9: Bloqueio da chave principal - ZVT As formas de onda na chave auxiliar são mostradas na Figura 10. Conforme análise teórica a entrada em condução ocorre sob pseudo-ZCS e o bloqueio sob pseudo-ZVS. Observa-se que o tempo Sx2 iLr2 VS4 VCb2 Sx2 Sx2 - 10 V/div; iLr2 - 5 A/div; VS4, VCb2 - 100 V/div; Tempo: 400 ns/div VSx2 Figura 7: Formas de onda no circuito ZVT iSx2 energia armazenada no indutor passa a ser transferida para o capacitor snubber Cb2 . Conforme o projeto do capacitor Cb , com o objetivo de redução nas perdas por condução, somente parte da energia é necessária para carregar o mesmo até Sx2 - 10 V/div; VSx2 - 100 V/div; iSx2 - 5 A/div; Tempo: 400 ns/div Figura 10: Entrada e bloqueio chave auxiliar - ZVT 528 Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014 de subida da tensão VSx2 é maior do que 273 ns (k4 · tf l2 ), garantindo a redução das perdas. Para a comparação de desempenho do circuito proposto, o conversor CC-CA foi implementado utilizando outros circuitos auxiliares à comutação, mostrados na Figura 11. A implementação é feita substituindo-se os circuitos auxiliares nos terminais A, B, C e D no conversor da Figura 6. ZVT Convencional A,D Snubber de Undeland A Sx1 Ls D RS Lr B Verifica-se que a condição ZVS na entrada é alcançada pois o sinal de comando é aplicado somente após a tensão ser nula. O bloqueio do interruptor também é auxiliado através da limitação da dv/dt pelo capacitor Cr . As condições de comutação no interruptor auxiliar são mostradas na Figura 13. A entrada em condução é sob pseudo-ZCS proporcionado pelo indutor Lr , no entanto o bloqueio ocorre sem qualquer auxı́lio à comutação ou seja, sob forma dissipativa. DS1 B Sx2 CS Cr C C DS2 Sx1 COV VSx1 Figura 11: Circuitos auxiliares implementados iSx1 Sx1 - 10 V/div; VSx1 - 100 V/div; iSx1 - 10 A/div; Tempo: 400 ns/div O projeto dos elementos auxilares da célula ZVT convencional, Lr e Cr , é elaborado com o objetivo de otimizar as condições de comutação da chave principal, para estabelecer uma comparação equivalente com o ZVT proposto. Devido este circuito utilizar o capacitor Cr para ambas as funções, de elemento ressonante na entrada e snubber no bloqueio, seu valor não pode ser muito elevado pois aumenta a corrente máxima no circuito auxiliar e também não pode ser muito pequeno por comprometer a redução das perdas no interruptor principal. A Tabela 4 contém os parâmetros de projeto e os componentes utilizados na implementação. Figura 13: Transições da chave auxiliar O outro circuito auxiliar implementado, snubber de Undeland, tem a proposta de limitar a derivada de corrente na entrada do interruptor e durante o bloqueio controlar a dv/dt, além de grampear a tensão máxima sobre o semicondutor em um nı́vel seguro. Para o projeto dos elementos desse snubber foi utilizada a metodologia apresentada em Blaabjerg (1991), os valores obtidos para os componentes são mostrados na Tabela 5. Tabela 5: Componentes snubber de Undeland Tabela 4: Projeto ZVT Convencional Descrição Especificação Ls Lr 20 µH (EE 25/10/6-26 espiras) Cs Cr 3,3 nF + 644 pF Descrição ILr(max) tSx Cov Especificação 10 µH (EE 30/15/7-12 espiras) 10 nF (470 nF + 33 nF) Rs 1,38Iop Ds1 , Ds2 4,7% de Ts 100 Ω - 35 W MUR460 A corrente e tensão no interruptor principal são mostradas na Figura 14. A Figura 12 mostra as transições da chave principal durante um perı́odo de comutação. S3 VS3 iS3 iLr1 VS3 iS3 S3 - 10 V/div; VS3 - 100 V/div; iLr1, iS3 - 10 A/div; Tempo: 2 µs/div iS3 - 5 A/div; VS3 - 100 V/div; Tempo: 4 µs/div Figura 12: Transições da chave principal Figura 14: Chave principal - snubber de Undeland 529 Anais do XX Congresso Brasileiro de Automática Belo Horizonte, MG, 20 a 24 de Setembro de 2014 Nota-se que a corrente ressonante devido aos elementos auxiliares circula através do interruptor, ocasionando um esforço adicional de corrente. A comutação no instante de bloqueio tem limitação da dv/dt, porém também ocorre sobretensão no interruptor. Com o intuito de avaliar o desempenho dos circuitos analisados, foram efetuadas medições de potência de entrada e saı́da com um analisador digital de energia, modelo Yokogawa WT1800. A Figura 15 mostra a curva de rendimento para cada estrutura implementada, obtida através da variação da resistência de carga. Com o conversor ZVT foi obtido rendimento de 97% com potência nominal, valor este 1% maior do que o obtido com o ZVT convencional e 2% maior em relação ao snubber de Undeland. Em toda a faixa de carga o conversor ZVT teve rendimento superior, com ênfase na operação com pouca carga onde o valor foi de 3% acima do convencional. Foi verificado através desta análise experimental que a metodologia de projeto é eficaz no objetivo de atender às restrições propostas e contribuir para o aumento no rendimento do conversor. Agradecimentos 98,0 Os autores agradecem à Universidade Tecnológica Federal do Paraná, FUNTEF, CNPq, CAPES, Fundação Araucária, SETI e FINEP pela estrutura e apoio financeiro. ZVT 97,0 Rendimento [%] 96,0 ZVT convencional 95,0 snubber de Undeland 94,0 93,0 Referências 92,0 91,0 200 300 400 500 600 700 800 900 Blaabjerg, F. (1991). Snubbers in pwm-vsiinverter, Power Electronics Specialists Conference, 1991. PESC ’91 Record., 22nd Annual IEEE, pp. 104–111. 1000 Potência de Saída [W] Figura 15: Comparativo de rendimento Bodur, F. and Faruk Bakan, A. (2002). A new zvt-pwm dc-dc converter, Power Electronics, IEEE Transactions on 17(1): 40–47. Observa-se que o conversor ZVT, cuja metodologia de projeto foi aplicada, apresentou rendimento superior às demais estruturas em toda a faixa de carga. Esta topologia tem a vantagem, em relação ao convencional, de operar com menor valor de corrente no circuito auxiliar e prover auxı́lio à comutação em ambos os interruptores, principais e auxiliares. A impedância do circuito ressonante no ZVT convencional é aproximadamente duas vezes menor do que no ZVT, quando a potência de saı́da é baixa a corrente no circuito auxiliar se torna significativa, o que explica o menor rendimento do ZVT convencional para estas potências. A solução dissipativa, através do snubber de Undeland, fornece auxı́lio à comutação na entrada e bloqueio dos interruptores, porém o fato de não regenerar a energia utilizada compromete o rendimento global do conversor. 6 da Silva Martins, M. L. (2008). Inversores ZCZVT com Acoplamento Magnético: Sı́ntese e Análise, PhD thesis, Pós-Graduação em Engenharia Elétrica - Universidade Federal de Santa Maria, Santa Maria - RS. Hua, G., Leu, C. S. and Lee, F. C. (1992). Novel zero-voltage-transition pwm converters, IEEE Power Electronics Specialists Conference, Vol. 1, pp. 55–61. Russi, J., Martins, M. L., Gründling, H. A., Pinheiro, H., Pinheiro, J. R. and Hey, H. L. (2005). An improved design for zvt dc-dc pwm converters with snubber assisted auxiliary switch, Revista Controle & Automação 16(1): 25–33. Zhu, J. Y. and Ding, D. (1999). Zero-voltage- and zero-current-switched pwm dc-dc converters using active snubber, Industry Applications, IEEE Transactions on 35(6): 1406–1412. Conclusões Este artigo abordou uma metodologia de projeto para um conversor CC-CA ZVT PWM, desenvolvida com base nas equações referente às etapas de operação e restrições para o correto funcionamento do circuito auxiliar. Um exemplo de projeto foi aplicado a um protótipo para análise das formas de onda e curvas de rendimento, sendo este comparado ao conversor com a célula ZVT convencional e com o snubber de Undeland. 530
