CONVERSOR DUPLO FORWARD PWM A DUAS CHAVES PRINCIPAIS E DUAS CHAVES AUXILIARES COM COMUTAÇÃO SUAVE ALEXANDRE M. ANDRADE, LUIZ C. DE FREITAS, JOÃO BATISTA V. JUNIOR, ERNANE A. A. COELHO, VALDEIR J. FARIAS E LUIZ C. G. FREITAS Núcleo de Pesquisa em Eletrônica de Potência (NUPEP) Faculdade de Engenharia Elétrica (FEELT) Universidade Federal de Uberlândia (UFU) Av. João Naves de Ávila, 2160 - Bloco 3N - Campus Santa Mônica CEP: 38400-902 UBERLÂNDIA, MG, BRASIL E-MAILS: [email protected], [email protected] Resumo - Converter uma tensão constante em outra tensão de valor constante é necessário em inúmeras aplicações tecnológicas, desde carregar uma bateria de celular, até alimentar um motor de corrente contínua de aplicação industrial. Este trabalho apresenta mais uma forma de se converter uma tensão constante com base numa topologia de circuito elétrico.Essa topologia tem o seu embrião na mais simples configuração abaixadora de tensão,o conversor Buck.Este conversor evoluiu para o conversor Forward que em essência é um conversor Buck no qual a carga e a alimentação são isoladas galvanicamente por um transformador.É apresentada uma evolução do conversor Forward fazendo uso de quatro enrolamentos do transformador e de comutação não-dissipativa através de circuitos ressonantes. Palavras-Chave – Conversor, Forward, Comutação Suave, CC/CC, PWM. DOUBLE FORWARD PWM CONVERTER WITH TWO MAIN AND AUXILIARY SWITCHES AND SOFT SWITCHING Abstract - Converting a constant voltage in another constant voltage is necessary in many technological applications, starting from charging a cell phone battery to feed a DC motor in industrial plants. This work presents one more way to convert a constant voltage based on a new circuit topology. This topology has its embryo in the simplest step-down configuration, the buck converter. This converter has evolved to the Forward converter that is essentially Buck converter in which load and source are isolated by a transformer. It´s presented an evolution of the Forward converter making use of four windings at the transformer and of non-dissipative commutation through resonant circuits. 1 Keywords – Converter, Forward, Soft Switching, DC/DC, PWM. I. INTRODUÇÃO A cada dia, intensifica-se o uso de técnicas desenvolvidas pela Eletrônica de Potência no processamento da energia elétrica. A principal motivação é a obtenção de conversores com elevada densidade de energia e aumento da eficiência global da estrutura, associado a redução do tamanho e do peso das estruturas. O tamanho e peso de fontes chaveadas de alimentação podem ser reduzidos principalmente pelo aumento da freqüência de chaveamento, tornando possível a redução do transformador de potência e de filtros LC de saída [1]. Entretanto, o aumento da freqüência de chaveamento também contribui para o aumento das perdas por chaveamento, tanto na entrada quanto na saída de condução dos interruptores, bem como a interferência eletromagnética (EMI). Portanto, operar em alta freqüência requer uma preocupação adicional com as características de comutação dos interruptores, tanto na entrada quanto na saída de condução, no intuito de mitigar as perdas por chaveamento ou comutação. Neste contexto, no início dos anos oitenta, as primeiras topologias de conversores quase-ressonantes (QRCs – quasiresonant converters) foram apresentadas. Basicamente, estes conversores foram obtidos através da associação de circuitos LC com os interruptores, forçando as correntes a se tornarem senoidais ao invés de quadradas. Assim, os interruptores podem ser ativados e desativados no instante em que a corrente sobre eles passa por zero, eliminando o cruzamento entre tensão e corrente, que causam perdas por comutação. Esta técnica foi denominada “zero current switching – ZCS” [1], [2], [3] e [4]. Com o surgimento dos transistores bipolares de potência e posteriormente dos MOSFET´s de potência, percebeu-se que a comutação suave reduzia as perdas por comutação e permitia a operação das chaves em freqüências superiores às obtidas em circuitos convencionais [5] e [6]. Percebendo-se este notável efeito, foram desenvolvidas diferentes células de comutação não dissipativas, sempre visando à operação em altas freqüências. A aplicação de técnicas de controle PWM em conversores quase-ressonantes tornou possível o aumento da freqüência de chaveamento sem comprometer a eficiência destes conversores. Outra grande vantagem alcançada com o desenvolvimento de conversores PWM quase-ressonantes foi a redução de ruídos irradiados e/ou conduzidos em fontes chaveadas de alimentação, tornando possível o aumento da frequência de chaveamento sem comprometer a operação dos circuitos de controle utilizados, assim como a operação de equipamentos eletrônicos operando nas imediações [2], [6], [7], [8], [9] e [10]. É nesse cenário que este artigo propõe uma nova célula de comutação aplicada a um duplo Forward. A célula de comutação é composta por duas chaves principais e duas auxiliares cuja operação ocorre sem perdas de comutação, uma vez que as auxiliares são comutadas no fechamento com corrente nula (ZCS) e na abertura com tensão e corrente nulas, enquanto as principais são comutadas no fechamento e na abertura sob tensão nula (ZVS). II. CONVERSOR DUPLO FORWARD COM COMUTAÇÃO NÃO DISSIPATIVA quando se aciona a chave principal, com tensão nula em seus terminais. Figura 2. Primeira Etapa 3.2. Segunda Etapa [ , Indutor de Ressonância ]: Estágio de Carregamento do Este estágio começa com o acionamento de em ZVS. Assim sendo, começa a se estabelecer uma corrente no indutor de ressonância, através do enrolamento primário do transformador. Essa corrente cresce linearmente até que se atinja a corrente de carga, encerrando a etapa. A topologia duplo Forward, é resultado de uma combinação entre duas estruturas Forward, ligadas ao mesmo transformador, e opera como um conversor Full-Bridge, apresentado na Fig. 1. Neste conversor é incluída uma célula de comutação não dissipativa, que promove o chaveamento ZVS das chaves principais e . As chaves auxiliares, e , são fechadas em modo ZCS e abertas em modo ZCS e ZVS. Figura 3. Segunda Etapa 3.3. Terceira Etapa [ , largura de pulso ]:Estágio de modulação por Este estágio se inicia quando a corrente no primário do transformador atinge a corrente de carga e termina quando a chave principal, por comando do controle do sistema, é desligada. Figura 1. Conversor Proposto III. ETAPAS DE FUNCIONAMENTO Considerando um único período de chaveamento, o princípio de operação da célula não dissipativa no conversor duplo Forward pode ser ilustrado através de sete etapas de funcionamento. Para simplificar a análise, o filtro de saída é uma fonte de corrente. As principais formas de onda nos elementos do circuito de potência são apresentadas na Fig. 9. 3.1 Primeira Etapa [ , ]: Estágio Ressonante Inicialmente, a tensão no capacitor é 2 , a tensão no secundário é nula e a corrente de carga circula pelos dois enrolamentos secundários do transformador. Este estado inicial é oriundo do estágio anterior (sétima etapa). Este estágio se inicia com o acionamento da chave auxiliar de e . A corrente de modo que ocorra a ressonância entre ressonância flui até que a tensão no capacitor vá à zero, Figura 4. Terceira Etapa 3.4. Quarta Etapa [ , capacitor de ressonância ]: Carregamento Linear de Essa etapa se inicia quando a chave principal é desligada ZVS. Com isso, a corrente passa a fluir pelo elevando sua tensão capacitor de ressonância linearmente até o valor de , encerrando a etapa. 3.7. Sétima Etapa [ , ]: Livre Circulação Essa etapa se inicia quando a corrente no indutor vai a zero. O bloqueio do diodo evita a ressonância entre e através do primário antes do acionamento da chave . Esse estágio se encerra com o acionamento da chave do subconversor forward inferior e todas essas sete etapas se repetem quando, finalmente, retorna-se para o subconversor superior. Figura 5. Quarta Etapa 3.5. Quinta Etapa [ , ]: Carregamento Ressonante do capacitor de ressonância Essa etapa se inicia quando a tensão no capacitor atinge . Cessa-se a transferência de energia para o secundário remanescendo um circuito e , o primário eleva a tensão no capacitor de a 2 de forma ressonante. A etapa se encerra com a entrada em condução do diodo que limita a tensão no capacitor a2 . Figura 8. Sétima Etapa A análise qualitativa do conversor dá a base para se obter as formas de ondas ideais e teóricas para o circuito. A Fig. 9 mostra as formas de ondas teóricas. Figura 6. Quinta Etapa 3.6. Sexta Etapa [ , Indutor de Ressonância ]: Descarregamento Linear do Essa etapa se inicia com a entrada em condução do diodo . Como ainda há energia no indutor , o , , descarregamento flui pelo circuito composto por e o enrolamento primário . No secundário a corrente de carga esta em livre circulação. Essa etapa se encerra com e bloqueio do diodo o término da corrente no indutor , mantendo o capacitor carregado em Figura 9. Formas de onda Figura 7. Sexta Etapa O primeiro gráfico mostra a tensão no capacitor de ressonância que também é a tensão na chave principal. Observa-se que a almejada característica ZVS nas chaves principais é alcançada. O segundo gráfico apresenta a corrente no indutor de ressonância. O terceiro, a corrente na chave principal. O quarto, a tensão na chave auxiliar. O quinto gráfico mostra a forma de onda na chave auxiliar que ocorre apenas em uma única etapa. Observa-se que as chaves auxiliares entram em condução com corrente nula, ZCS, e param de conduzir tanto com corrente e tensão nula, ZCS e ZVS. No sexto gráfico, a corrente que descarrega a energia remanescente no indutor de ressonância e na indutância de magnetização sobre o capacitor de entrada idealizada como fonte de tensão é apresentada. O sétimo gráfico, mostra a tensão no enrolamento primário. O oitavo e o nono, os comandos de disparo da chave auxiliar e da chave principal. A partir das formas de onda do circuito, pode-se obter o plano de fases evidenciando as etapas de operação, apresentado na figura a seguir. do circuito ressonante e freqüência de ressonância, respectivamente (1) (2) (3) 4.1. Etapas de Operação em Cálculos Primeira Etapa [ , ]: A partir da análise qualitativa já desenvolvida, sabe-se, para essa etapa (4) (5) A corrente no indutor de ressonância durante a etapa de ressonância é descrita na equação (6) Figura 10. Plano de fases do circuito A equação que descreve a tensão do capacitor no tempo é (7) Assim sendo, para a primeira etapa, a tensão no capacitor é zero. Fazendo , obtém-se (8) Figura 11. Gráfico do ganho em função da condutância normalizada O gráfico do ganho estático é uma forma de se ver o comportamento do conversor quanto ao aumento de carga. O gráfico da Fig. 11 ilustra o ganho estático em função da carga. Segunda etapa [ , ]: Sabe-se que para essa etapa (9) (10) Equacionando o circuito no lado primário temos a equação IV. ANÁLISE MATEMÁTICA A modelagem matemática permite obter a expressão que determina o ganho estático do conversor, a análise desse ganho em função de várias situações de carga e as bases para o desenvolvimento do controle. Para simplificar as expressões que serão obtidas, três parâmetros são introduzidos. São eles condutância normalizada, impedância (11) (12) (13) O ganho estático é definido como (14) (26) Terceira etapa [ , ]: A partir da análise qualitativa desenvolvida no capítulo anterior, sabe-se que, para essa etapa . V. ESTRATÉGIA DE CONTROLE (15) Finalmente, inicia-se a transferência de energia para a carga do sistema. (16) (17) Quarta etapa [ , ]: Com a abertura da chave principal, o capacitor Cr carrega-se com a corrente de carga, e a tensão em seus terminais se eleva de forma linear. (18) Para um funcionamento seguro do conversor, é necessário implementar um circuito de controle que comande as quatro chaves do circuito principal baseado na potência e na tensão de saída desejada para o sistema. O controle é implementado através do circuito integrado KA3525 que realiza modulação por largura de pulso segundo uma tensão de controle gerada por um compensador proporcionalintegral. O pulso gerado é levado a dois circuitos disparadores que aciona os transistores no momento correto e na duração certa para o chaveamento da tensão de entrada e conversão na tensão de saída. O atraso do disparo da chave principal foi implementado através do CI monoestável CDA4528BC. Esses conceitos podem ser expressos num diagrama de blocos, a seguir (19) (20) Figura 12. Diagrama de Blocos (21) Quinta etapa [ , ]: Na quinta etapa a tensão no capacitor de ressonância se eleva de para 2 . (22) Nessa etapa, a tensão aplicada na saída é zero. Sexta etapa [ , saída é zero. ]: Nessa etapa, a tensão aplicada na (23) Sétima etapa [ , etapa também é zero. ]: A tensão aplicada na saída nessa (24) A tensão média na saída é descrita pela equação (25) VI. RESULTADOS EXPERIMENTAIS Após um detalhado estudo realizado por simulação utilizando-se o software PSpice, um protótipo do conversor duplo Forward com uma nova célula não dissipativa foi construído e analisado experimentalmente em laboratório no intuito de comprovar as vantagens que a célula de comutação proposta proporciona. TABELA I PARÂMETROS DO CIRCUITO Tensão de Entrada VE 180 V Tensão de Saída 50 V Frequencia de chaveamento f 100 kHz On-Off ZCS Double Forward Capacitores de Ressoância Cr1, Cr2 Indutores de Ressonância Lr1, Lr2 Resonant inductors Lr2, Lr4 Indutância do Primário Lp1, Lp2 Indutância do Secundário Ls1, Ls2 Indutor de Filtro Lf Capacitor de Filtro Cf Transistor (Chave Principal) Capacitor de Filtro Cf Transistor (Chave Auxiliar) 6,8 nF 5 uH 20 uH 1 mH 180 uH 25 uH 9,7 uF IRF32N50K 9,7 uF IRF740 A figura 13 mostra a tensão e a corrente na chave principal para uma potência de saída de 920W Verifica-se o crescimento em rampa da corrente na chave antes de atingir o valor de regime. É de se esperar que a tensão na chave se eleve rapidamente para 2 . A Fig. 14 ilustra a tensão e a corrente na chave auxiliar para uma potência de saída de 920W. A tensão no capacitor de ressonância não varia muito com a carga, só o intervalo de tempo em que ela é zero é que varia conforme a razão cíclica. A corrente no indutor de ressonância é mais sensível, pois uma parte dela é a corrente de carga. Quanto à parte ressonante dessa corrente, também não varia com a carga. A figura 15 apresenta as formas de onda da tensão e corrente de ressonância. VII. CONCLUSÃO O artigo apresenta uma nova topologia de conversor Forward, PWM a duas chaves principais e duas chaves auxiliares com comutação suave. São apresentadas as etapas de funcionamento da topologia proposta bem como as formas de onda de interesse para compreensão do seu funcionamento. Expressões analíticas para definição do ganho estático são obtidas a partir da análise matemática apresentada. A partir do protótipo desenvolvido em laboratório são colhidos os resultados experimentais que sustentam a análise teórica apresentada. A principal vantagem do conversor estudado, além da redução do estresse de tensão nas chaves principais e o uso de um número menor de semicondutores, é a operação “soft” para toda faixa de carga (0% - 100%). O protótipo desenvolvido converteu uma potência de 920W, quase o dobro da potência de 500W destacada como característica importante do conversor de (Kyrrä, 1998). AGRADECIMENTOS Os autores agradecem o suporte financeiro conseguido junto aos órgãos de fomento, CNPq, FAPEMIG e CAPES. REFERÉNCIAS BIBLIOGRÁFICAS Figura 13. Tensão e corrente na chave principal Figura 14: Tensão e corrente na chave auxiliar Figura 15. Tensão e corrente de ressonância para potência de 920W. [1] Lee, F.C., High-frequency Quasi-Ressonant converter technologies, IEEE, 1988 , vol 76, nº 4, pp 377-390. [2] Liu, K.H.; Oruganti, R.; Lee, F.C., Quasi-Resonant converters topologies and characteristics, IEEE Trans. On Power Electronics, 1987, vol. PE-2,nº 1, pp. 62-71. [3] Meynard, T.A.; Cheron, Y.; Foch, H., Generalization of the resonant switch concept-structures and performances, in Proc. Of Sec. European Conference on Power Electronics and Applications, 1987, pp.239- 244. [4] Freitas, L.C.; Coelho Gomes, P.R., A high-power high frequency ZCS-ZVS-PWM buck converter using a feedback resonant circuit, IEEE Trans. On Power Electronics, 1995, vol. 10, nº1, pp. 19-24. [5] Barbi, I.; Bolacell, J.C; Martins, D.C. and Libano, F.B.. Buck Quasi-Resonant Converter Operating at Constant Frequency: Analysis, Design and Experimentation, IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1989, pp 873 – 881. [6] Kutkut, Nasser H.; Luckjiff, Glen; Divan, Deepak M., A Dual Bridge High Current DC-DC Converter With Soft Switching Capability, IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, 1997, New Orleans. [7] Brown, M., Practical switching power supply design, Motorola Series, New York, Academic Press, Inc.,1990. [8] Kyrrä, J., Grigore, V., A 500W (50V – 10A) ZVT Forward Converter. 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