COMUTAÇÃO SOB TENSÃO NULA

-
UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA CATARINA
PROGRAMA DE PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELETRICA
CONVERSORES cc-cc TRÊS NÍVEIS COM
COMUTAÇÃO SOB TENSÃO NULA
TESE SUEMETIDA À UNIVERSIDADE FEDERAL DE SANTA CATARINA
PARA A OBTENÇÃO DO GRAU DE DOUTOR EM ENGENHARIA
ELETRICA
JOSÉ RENES PINHEIRO
FLORIANÓPOLIS, JULHO DE
1994.
CONVERSORES cc-cc TRÊS NÍVEIS COM OOMUTAÇAO SOB
TENSÃO NULA
JOSÉ RENES PINHEIRO
ESTA TESE FOI JULGADA PARA OBTENÇÃO DO TÍTULO DE DOUTOR EM
ENGENHARIA ELÉTRICA E APROVADA EM SUA FORMA Fn×1AL, PELO CURSO DE
PÓS-GRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA DA UNIVERSIDADE FEDERAL DE
SANTA CATARINA.
'
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Prof. Ivo barbi, Dr.Ing.
Or' ntador
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io .R førfouza Salgado, Ph.D.
e
Coordenador o Cu
Graduação em Engenharia Elétrica
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BANCA ExAMINADORAz
Prof. Ivo Barbi, Dr.Ing.
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Cabaleiro Conizo, Dr.Ing.
C
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,
ig;/Í
Dr.
À
Deus que ilumina meu caminho
Ao
Prof. Ivo Barbi, o grande mestre
À minha
Aos meus
esposa Marta
filhos Márcio, Henri e
Renes
AGRADECIMENTOS
Agradeço a todos aqueles que, de alguma forma ou
outra, contribuíram para a realização
deste trabalho. Registro especiais agradecimentos:
Ao Prof.
amizade.
Ivo Barbi, pela oportunidade, pelos ensinamentos, pelo estímulo, pelo exemplo, pela
Um grande mestre.
Aos
Prof.
Denizar C. Martins, Prof. Enio V. Kassick, Prof. Amaldo
Carlos Fagundes e Prof. Hari B.
Mohr
Perin, Prof. João
pelas contribuições e apoio dispensados.
Aos funcionários Luís M. Coelho, Antônio Luis
bolsistas Juliano A.
J.
S.
Pacheco e Adenir João da Silva e aos
Pacheco e Dezoti, pelo profissionalismo e pela colaboração a
Aos Colegas e Engenheiros do LAMEP,
este trabalho.
pelos questionamentos, pelas contribuições técnicas,
pelas discussões, pelo companheirismo, pela amizade e carinho sempre presente.
Ao
colega Eng. Ivan E. Colling e sua esposa Rita pela qualificada contribuição na revisão
final deste trabalho.
À Universidade Federal de Santa Maria, Universidade Federal de Santa Catarina e a CAPES
pelo apoio financeiro.
Aos meus
familiares,
em
especial aos
meus
pais Gabriel e Lija, sogro e sogra Adiator e
Alides, pelo inestimável apoio, pelo estímulo e pela a fé dedicada
em
todos os momentos.
RESUMO
Este trabalho apresenta várias topologias concebidas
alimentação
em
corrente contínua
com
alta tensão
com
o objetivo de obter-se fontes de
de entrada, proporcionando alta densidade de
potência e baixos níveis de interferência eletromagnética e radiofreqüência.
Inicialmente, é estudado e analisado o conversor
CC-CC
Três Níveis
com comutação
sob
zero de tensão e modulado por largura de pulso. Seu grande atributo é restringir a tensão
suportada pelas chaves semicondutoras à metade da tensão de entrada.
Para resolver os problemas de perda de comutação suave, quando se opera
em ampla
faixa
de carga, foram introduzidos circuitos auxiliares de comutação no conversor Três Níveis.
São também propostos os conversores
CC-CC
Ressonante e Série Não Ressonante, operando
em
Três Níveis Paralelo Ressonante, Série
freqüência
fixa acima da freqüência de
ressonância. Seus princípios de operação, análises teóricas, procedimentos de projeto e exemplos,
juntamente
com
os resultados experimentais são apresentados.
Finalmente, são apresentados e discutidos os resultados experimentais dos conversores
implementados
em
laboratório e realizada
performance, o conversor
O
CC-CC
uma comparação
Três Níveis
TL-ZVS-PWM com
protótipo, operando a 100kHz, tensão de entrada de
corrente de saída de 25A, apresentou
comutação suave desde a vazio
uma
entre as estruturas. Destaca-se, pela
eficiência de
circuito auxiliar de comutação.
600V, potência de saída de l500W e
92%
a plena carga.
Além
disso, apresenta
até plena carga.
i
ABSTRACT
This work presents several topologies of high voltage DC power supplies, which provide
high power density and low electroinagnetic and radio-frequency interference.
The
DC-DC
Three-Level Zero-Voltage-Switching Pulse-_Width-Modulated (TL-ZVS-
PWM) converters are studied and analyzed. Their greatest attribute is that the maximum voltage
across the switches
is
half of the input voltage.
In order to avoid the
auxiliary circuits
commutation problems,
in
wide load range operations, commutation
have been inserted into the three-level converter.
Parallel, Series
and Series-Non-Resonant
DC-DC Three-Level
converters are proposed,
operating at constant frequency and above resonant frequency. Their operation principles,
theoretical analysis, design proceedings
and examples, as well as experimental
results, are
presented.
The proposed converters are implemented
ZVS-PWM converter with CAC is distinguished
at
in laboratory
due to
its
and compared. The DC-DC TL-
performance.
100kHz, 600V input voltage, 1500W output power and 25A output
an efficiency of
ABSTRACT
92%
at full-load,
and commutates
softly
from no-load
A prototype, operating
current.
lt
has presented
to full-load.
SUMÁRIO
RESUMO
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ABSTRACT
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SIIVIBOLOGIA
CAPÍTULO
1.1
-
1.2
-
1.3
1.4
1.5
1
INTRODUÇÃO GERAL
CONEXÃO SÉRIE DE SEMICONDUTORES
INVERSORES TRÊS NÍVEIS
- TÉCNICAS DE COMUTAÇÃO SUAVE
- CONVERSORES CC-CC TRÊS NÍVEIS zvs
- PROPOSTA DA TESE
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CAPÍTULO
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1.1
1.2
1.5
1.6
1.9
2
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS zvs-PWM
2.1
2.2
2.3
2.4
INTRODUÇÃO
- CONVERSOR CC-CC TRÊS NÍVEIS zvs-PWM
-
-
-
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2.2.1
-
Descrição do Circuito
2.2.2
-
Princípio de Operação
ANÁLISE TEÓRICA
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2.3.1
-
Característica de Saída
2.3.2
-
Análise de Comutação
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PROCEDHVIENTO DE PROJETO E EXEMPLO
SUMÁRIO
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2.4.1
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Dados de entrada
2.4.2
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Cálculo da Indutância de Ressonância
2.4.3
-
Cálculo da Corrente
2.4.4
-
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e S4
2.4.5
-
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S2 e S,
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Mínima
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2.1
2.2
2.2
2.3
2.8
2.8
2.9
2.10
2.12
2.12
2.13
2.14
2.14
iii
2.4.6
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D,, D2, D3 e
2.4.7
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos DCI e Dez
2.4.8
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos Dr, e D,2
2.4.9
-
Cálculo das Perdas nas Chaves Semicondutoras
2.4.10
-
Cálculo das Perdas nos Diodos Grampeadores
2.4.11
-
Cálculo das Perdas nos Diodos Retificadores
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D.,
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RESULTADOS DE SEMULAÇÃO
2.6 - RESULTADOS EXPERIMENTAIS
2.7 - COMPARAÇÃO ENTRE os CONVERSORES TL-zvs-PWM e
2.5
-
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FB-ZVS-PWM
2.s
-
CONCLUSÃO
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CAPÍTULO
2.15
2.15
2.15
2.15
2.16
2.16
2.16
2.18
2.21
2.23
3
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS zvs-PWM COM UM CIRCUITO
AUXILIAR DE COMUTAÇÃO
INTRODUÇÃO
3.2 - CONVERSOR TL-zvs-PWM COM UM CAC
3.1
3.3
-
-
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3.2.1
-
Princípio de Operação
3.2.2
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Análise da Comutação
3.2.3
-
Característica de Saída
PROJETO EXEMPLO
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Máxima
de Saída no Primário
3.3.1
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Cálculo da Corrente
3.3.2
-
Cálculo da Indutância de Ressonância'
3.3.3
-
Cálculo da Corrente
3.3.4
-
Cálculo da Indutância Auxiliar de Comutação
3.3.5
-
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e
3.3.6
-
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S2 e S3
3.3.7
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D,, D2, D, e
3.3.8
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos Dc] e Dcz
3.3.9
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D,, e
3.3.10
SUMÁRIO
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-
Máxima
Iop
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Imáxm do Indutor Auxiliar
S.,
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Da
Cálculo das Perdas nas Chaves Semicondutoras
D.,
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3.1
3.2
3.2
3.10
3.11
3.12
3.12
3.13
3.13
3.13
3.14
3.14
3.14
3.15
3.15
3.15
IV
3.4
-
3.3.11
-
Cálculo das Perdas nos Diodos Grampeadores
3.3.12
-
Cálculo das Perdas nos Diodos Retificadores
Resultados de Simulação
-
3.4.2.
-
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RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAIS
3.4.1
3.5
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Resultados Experimentais
CONCLUSÃO
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CAPÍTULO
3.16
3.16
3.16
3.16
3.19
3.22
4
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS zvs-PWM COM DOIS CIRCUITOS
AUXILLARES DE COMUTAÇÃ.O
INTRODUÇÃO
- DESCRIÇÃO DO CIRCUITO E PRINCÍPIO DE OPERAÇAO
4.1 -
4.2
.
4.2.1
4.3
4.4
4.5
4.6
4.7
-
-
-
.
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Princípio de Operação
ESTUDO ANALÍTICO
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Característica de Saida
4.3.2
-
Análise da Comutação
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.
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Máxima
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-
Corrente
4.4.6
-
Indutância Auxiliar La, de Comutação
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de Comutação
Indutor Lal
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4.4.5
Lú
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.
CAPÍTULO
5.2
.
.
.
RESULTADOS DE SIIVIULAÇAO
- RESULTADOS EXPERIMENTAIS
- CONCLUSÃO
-
.
.
.
-
5.1
.
.
.
Indutor Auxiliar Laz
.
.
.
.
Indutância Auxiliar
.
.
.
.
-
.
.
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.
4.4.4
.
.
.
.
Corrente
.
.
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.
-
.
.
.
.
4.4.3
.
.
.
Indutância L, de Ressonância
Máxima no
.
.
-
Máxima no
.
.
de Saída no Primário
Io?
.
.
4.4.2
.
.
.
Corrente
.
.
.
.
-
.
.
.
4.4.1
.
.
.`
4.3.1
PROJETO EXEMPLO
.
SUMÁRIO
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4.2
4.3
4.7
4.7
4.8
4.11
4.11
4.12
4.1.2
4.12
4.12
4.13
4.13
4.17
4.22
5
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS ZVS-PWM PARALELO RESSONANTE
INTRODUÇÃO
DESCRIÇÃO DO CIRCUITO E PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO
.
4.1
.
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5.1
5.2
V
5.2.1
-
Descrição do Circuito
5.2.2
-
Princípio de Operação
5.2.3
-
Operação no
-
5.2.4
Operação no
-
5.2.5
Operação no
-
5.2.6
Operação no
5.2.6.1
5.3
-
-
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Contínuo
Modo
I
Contínuo
Modo
II
Contínuo
Modo
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III
Continuo IV
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5.3.1
-
Modos Topológicos
5.3.2
-
Plano de Fase
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Modo
Contínuo
I
5.3.2.2
-
Plano de fase do
Modo
Contínuo
II
5.3.2.3
-
Plano de fase do
Modo
Contínuo
III
5.3.2.4
-
Plano de Fase do
Modo
Contínuo IV
5.3.3
Regiões de Fronteira e de Operação
.
.
Modos
5.3.3.1
-
Regiões de Fronteira entre os
5.3.3.2
-
Região de Fronteira entre os Modos
II e III
5.3.3.3
-
Região de Fronteira entre os Modos
III e
Modo
Região de Fronteira entre
Região de Fronteira entre
Modo
IV
Zona Proibida
e
I
e II
I
e
II
Zona Proibida
5.3.4
-
Característica de Saída
5.3.5
-
Cálculo dos Principais Parâmetros do Circuito
.
.
.
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_
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.
.
-Corrente Eficaz no Indutor Ressonante
5.3.5.1.
.
.
Plano de fase do
5.3.3.5 -
.
.
-
5.3.3.4.
.
.
5.3.2.1
-
.
.
Princípios de Funcionamento e Etapas de Operação
ESTUDO ANALÍTICO
suMÁruo
.
Princípios de Funcionamento e Etapa de Operação
5.2.5.1
-
.
Princípios de Funcionamento e Etapas de Operação
5.2.4.1
-
.
Princípios de Funcionamento e Etapa de Operação
5.2.3.1
-
Modo
Máxima no
5.2
.
.
.
Indutor Ressonante
.
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5.3.5.2
-
Corrente
5.3.5.3
-
Tensão Máxima no Capacitor Ressonante
5.3.5.4
-
Corrente Eficaz nas Chaves S, e
5.3.5.5
-
Corrente Média nos Diodos D1, D2, D3 e D4
5.3.5.6
-
Corrente Média nos Diodos Grampeadores Dol e Dcz
S.,
.
.
.
.
5.3
5.3
5.3
5.7
5.7
5.10
5.10
5.15
5.15
5:13
5.19
5.21
5.21
5.23
5.24
5.25
5.26
5.27
5.27
5.28
5.28
5.29
5.31
5.34
5.34
5.36
5.37
5.38
5.39
5.40
,r
Vl
5.3.5.7
-
Corrente Eficaz nas Chaves S2 e S3
5.3.5.8
-
Corrente de Bloqueio da Chave
5.3.6
5.4
-
-
Análise da Comutação
PROJETO-EXEMPLO
5.4.1
5.5
-
-
-
5.5.2
-
5.5.3
-
5.5.4
-
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_
_
DO CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
Modo
Modo
Modo
Modo
de Operação
I
de Operação
II
de Operação
III
.
de Operação IV
.
.
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6.2.1
-
.
-
ESTUDO ANALÍTICO
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.
TL-ZVS-PWM
Série Ressonante
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.
em
6.4.3
-
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e
6.4.4
-
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S2 e S3
6.4.5
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D, e
.
.
.
Cálculo de T
.
.
.
-
.
.
.
6.4.2
.
.
.
Estudo do Conversor Série Ressonante
.
5.59
.
-
.
5.55
.
6.4.1
.
5.54
.
Cálculo dos Principais Parâmetros do Circuito
.
5.53
.
-
Análise da Comutação
5.52
6
6.3.2
-
5.51
.
Caracterização do Conversor
de Saída
5.50
.
-
PROJETO-EXEMPLO
SUMÁRIO
.
5.46
.
6.3.1
6.3.4
-
.
Operação
6.3.3 - Característica
6.4
.
Descrição do Circuito
6.2.2 -.Princípio de
6.3
.
.
5.45
.
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS zvs-PWM SERIE
RESSONANTE COM UM CAC
6.1 - INTRODUÇÃO
6.2 - DESCRIÇÃO DO CIRCUITO E PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO
.
5.44
.
CAPÍTULO
.
5.43
.
-
.
5.41
.
REsULTADOs EXPERTMENTAIS
5.7 - CONCLUSÃO
5.6
.
Sm
e
SL.,
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Freqüência de Chaveamento Normalizada msn
SIIVIULAÇÃO
5.5.1
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Relação à com
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S.,
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D.,
6.1
6.2
6.3
6.4
6.13
6.15
6.18
6.19
6.24
6.25
6.27
6.32
6.32
6.32
6.33
vii
.
6.4.6
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D2 e D3
6.4.7
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos Del e Dez
6.4.8
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D,, e
6.4.9
-
Cálculo da Corrente Eficaz no Indutor de Ressonância
Máxima
Da
nas Chaves Semicondutoras
6.4.10
-
Corrente
6.4.11
-
Cálculo das Perdas nas Chaves Semicondutoras
6.4.12
-
Cálculo das Perdas nos Diodos Grampeadores
6.4.13
-
Cálculo das Perdas nos Diodos Retificadores
SIMULAÇÃO DO CONVERSOR TL-ZVS-PWM-SR
6.6 - RESULTADOS EXPERIIWENTAIS
6.7 coNcLUsÃo
6.5
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-
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CAPÍTULO
7.3
-
.
-
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-
Descrição do Circuito
7.2.2
-
Princípio de Operação
.
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-
Característica de Saída
7.3.2
-
Conversor
7.3.3
-
Estudo da Comutação
.
TL-ZVS-PWM
.
.
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.
.
.
Não Ressonante
Série
7.3.1.2
.
.
.
Cálculo da Corrente Média de Saída
.
.
.
-
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.
.
7.3.1.1
.
.
.
TL-ZVS-PWM
.
.
.
Descontínuo
.
6.43
.
Modo
PROJETO-EXEMPLO
6.38
.
Etapas de Operação para o
Conversor
6.35
.
-
-
6.35
.
7.2.2.2
.
6.35
.
Contínuo
.
6.35
.
Modo
.
6.34
.
Etapas de Operação para o
.
6.34
.
-
.
6.33
.
7.2.2.1
ESTUDO ANALÍTICO
sUMÁmo
.
7.2.1
7.3.1
7.4
.
6.33
7
coNvERsoR TRÊS NÍVEIS zvs-PWM SÉRIE NÃo RESSONANTE
COM UM CAC
7.1
INTRODUÇÃO
7.2 - DESCRIÇÃO DO CIRCUITO E PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO
-
.
6.33
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Série Ressonante
com
(om
= 10
.
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7.4.1
-
Projeto-Exemplo do Conversor
TL-ZVS-PWM-SNR
7.4.2
-
Projeto-Exemplo do Conversor
TL-ZVS-PWM-SR,
7.4.3
-
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e S4
.
.
.
= 10
msn
.
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7.1
7.2
7.2
7.3
7.4
7.8
7.11
7.12
7.12
7.17
7.19
7.23
7.24
7.25
7.25
7.27
viii
.
A
.
7.4.4
-
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S2 e S3
7.4.5
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D, e D4
7.4.6
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D2 e D3
7.4.7
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos Dc, e DÇ2
7.4.8
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D,, e D,2
7.4.9
-
Cálculo da Corrente Eficaz no Indutor de Ressonância
-
7.6
-
7.7
Máxima nas Chaves Semicondutoras
7.4.10
-
Corrente
7.4.11
-
Cálculo das Perdas nas Chaves Semicondutoras
7.4.12
-
Cálculo das Perdas nos Diodos Grampeadores
7.4.13
-
Cálculo das Perdas nos Diodos Retificadores
i
7.5
.
Sl1VIULAÇÃO
.
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DO CONVERSOR TL-ZVS-PWM-SNR
RESULTADOS EXPERIMENTAIS
- CONCLUSÃO
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.'
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.
CAPÍTULO
7.27
7.28
7.28
7.28
7.28
7.29
7.29
7.29
7.29
7.29
7.30
7.33
7.37
8
ESTUDO COMPARATIVO DOS CONVERSORES
ESTUDADOS
8.1 - INTRODUÇÃO
8.2 - ESTUDO COMPARATIVO
8.3 - OUTRAS PROPOSTAS DE TOPOLOGIAS A TRÊS NÍVEIS
Ç
8.4 - CONCLUSÃO
H
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CONCLUSÃO GERAL
.
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REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS
APÊNDICE - CIRCUITO DE COMANDO
.
SUMÁRIO
.
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.
8.1
8.3
8.10
8.14
C.1
Ref.1
.
A.1
ix
SIMBOLOGIA
área
Atz
A, B, C,
D
representam as parcelas de operações
em
com
as chaves semicondutoras
Cl-nts
capacitância
Cal-2
capacitância do circuito auxiliar de comutação
Cb
capacitância de bloqueio de tensão
CI
capacitância do filtro
C,
capacitância de ressonância
Cm
capacitância normalizada de ressonância
Cs
capacitância do "snubber"
D
razão-cíclica de controle
D
l-nt/2
diodo
em
paralelo
antiparalelo
com
as chaves semicondutoras
Del-nts/2
diodo grampeador
Dzf
razão-cíclica efetiva
Dr]-4
diodo retificador
Ds
diodo do "snubber"
El-nts/2
fonte de tensão
ECr
energia
máxima no
Em
energia
máxima normalizada no
Efic
eficiência
ELa
energia
SIMBOLOGIA
CC
de entrada
capacitor ressonante
capacitor ressonante
do conversor
máxima no
CC
indutor auxiliar
EU
energia
máxima no
ELrn
energia
máxima normalizada no
Et
energia
máxima no tanque
Em
energia
máxima normalizada no tanque
fs
freqüência de chaveamento
Il-2
fonte de corrente de entrada
IbloSl-4
corrente de bloqueio nas chaves semicondutoras
iCm
corrente normalizada no capacitor ressonante
iDcl-2
corrente no diodo de
iLa
corrente no indutor auxiliar de comutação
imarz
corrente
Ibase
corrente de base
lLr
corrente no indutor ressonante
iLm
corrente normalizada no indutor ressonante
imáxLr
corrente
máxima no
imáxLm
corrente
máxima normalizada no
ImedDl-4
corrente média nos diodos
ImedDc
corrente.
média nos diodos grampeadores
ImedDr
corrente
média nos diodos
ILr0
corrente no indutor ressonante para t=t0
IefLr
corrente eficaz no indutor ressonante
IefLm
corrente eficaz normalizada no indutor ressonante
IefSl-4n
corrente eficaz normalizada nas chaves semicondutoras
Iel`Sl-4
corrente eficaz nas chaves semicondutoras
SIMBOLOGIA
máxima no
indutor ressonante
indutor ressonante
ressonante
ressonante
grampeamento
indutor auxiliar de comutação
indutor ressonante
em
indutor ressonante
antiparalelo
com
as chaves semicondutoras
retificadores de saídas
_
i
Ml-4
corrente de dreno do
MOSFET
IM
corrente
mínima de comutação
Io
corrente
média de saída
IGP
corrente média de saída no primário
is,_4
corrente na chave semicondutora
Lam
indutância do circuito auxiliar de comutação
Ld
indutância de dispersão do transformador
Lf
indutância do filtro
L,
indutância de ressonância
Lm
indutância normalizada de ressonância
MM
MOSFET
MTM
modos
ns
número de chaves semicondutoras por elemento
nu
número
nu
relação de transformação
p
corrente média normalizada de saída
Po
potência de saída
Pmds
Perdas de condução nas chaves semicondutoras
Pmdn
Perdas de condução nos diodos D,_4
PS
Perdas de condução nas chaves semicondutoras e nos diodos
Pmdm
Perdas de condução nos diodos de grampeamento
Pmw,
Perdas de condução nos diodos retificadores
PMOSFET
Perdas de condução nos
q
tensão média normalizada de saída
topológicos
total
de chaves semicondutoras do conversor
P
SIMBOLOGIA
MOSFET
do conversor
DM
R1.:
raio
Rds(on)
resistência de
R0
resistência de carga
RS
resistência
to-7
tempo
tfi
tempo de comutação
Tr
transformador
TS
período de chaveamento
TSH
período de chaveamento normalizado
vab
tensão entre os pontos "a" e "b"
Vcl-4
tensão no capacitor paralelo
Vco
tensão no capacitor ressonante, para t=t0
Vcon
tensão normalizada no capacitor ressonante, para t=t0
vCmá×
tensão
máxima no
Vcmâ×n
tensão
máxima normalizada no
vCn
tensão normalizada no capacitor ressonante
Von-2
tensão anodo-catodo do diodo de grampeamento
Vrm-4
tensão anodo-catodo do diodo do retificador de saída
V0
tensão média de saída
VM|-4
tensão dreno-fonte
Vsi-s4
tensão na chave semicondutora
(of
freqüência angular de ressonância
OJS
freqüência angular de chaveamento
(DSR
freqüência angular de chaveamento normalizada
SIMBOLOGIA
condução dos
MOSFETs
do "snubber"
com
a chave semicondutora
capacitor ressonante
capacitor ressonante
X11]
impedância característica de ressonância
Z,
ot,
B, y, õ,
(1)
ângulo que representa a evolução de
A
redução da razão-cíclica
At
intervalo de
9
ângulo de controle
1:
ângulo no qual a corrente nas chaves
SIMBOLOGIA
uma dada
seqüência de operação
tempo
S1 e S2 é igual
a zero
xiv
CAPÍTULO
1
INTRQDUÇÃO GERAL
No campo
em
da conversão de energia de modo chaveado
especialistas defrontam-se
com um
sério problema: a inexistência
engenheiros e
alta tensão,
de dispositivos semicondutores
capazes de suportar a tensão desejada. Esse problema é agravado, ainda mais, no
que se deseja operar
em
altas freqüências.
momento em
Hoje, vários centros de pesquisa ao redor do
buscam altemativas topológicas de conversores
estáticos,
no
intuito
mundo
de reduzir a tensão que é
aplicada a cada chave, sem contudo prejudicar a performance do conversor.
1.1
-
CONEXÃO SÉRIE DE SEMICONDUTORES
A
conexão
série [28,47,48,49]
sincronismo é a solução
de alta tensão (Fig.
trivial,
1.1).
de várias chaves semicondutoras comandadas
que teoricamente deve reproduzir 0 equivalente a
A princípio,
um
em
interruptor
qualquer topologia de conversor estático pode se utilizar
desta técnica. Entretanto, devido às diferenças intrínsecas paramétricas dos dispositivos
semicondutores, há dificuldade para equalizar a divisão da tensão. Para contomar este problema
algumas técnicas são classicamente
utilizadas: a equalização estática
da tensão pode ser
conseguida simplesmente pela inclusão de resistores ein paralelo com os semicondutores; para
1.
iNrRoi›uÇÃo GERAL
1 .l
a equalização dinâmica é necessário garantir que todos os semicondutores
ao
mesmo
comutem exatamente
tempo, caso contrário, a tensão se concentrará sobre a chave semicondutora que se
bloqueie primeiro ou se feche por último. Quando os dispositivos apresentam tempos de transição
semelhantes, pode-se sincronizar suas comutações. Esta tarefa toma-se porém árdua quando este
pressuposto não é atendido, implicando
Na prática, segundo
série e a freqüência
[4,28], à
em maior complexidade do
medida em que
se
circuito de
comando.
aumenta o número de dispositivos em
de chaveamento, os problemas de sincronização e dv/dt tornam-se mais
acentuados.
S
.L
52
É
se
54
Fig. 1.1 Conversor
1.2
-
O
O
55
) E/2
Ú
SE
E/2
O
//Z)
E/2
S7
É/E
35
com Chaves conectadas em
Série
1NvERsoREs TRÊS NÍVEIS
Na
Fig. 1.2 é
mostrado o inversor com o ponto neutro grampeado (Neutral-Point-
Clamped NPC) para aplicações monofásicas, apresentado por Akagi
estrutura
também
é conhecida
como
e outros
em
[3].
Esta
inversor três níveis, devido aos três potenciais aplicáveis
sobre a carga (E/2,0,-E/2).
1.
INTRODUÇÃO GERAL
1
_2
E
CÉLI
1
:I
c |-I
K]
S.)
ÃD1
SE
Z:
'53
ÃD3
S4
Ã
DE
D4
T
Fig. 1.2 Inversor
Algumas
NPC
características são peculiares aos inversores três níveis.
A primeira,
pode
ser
expressa por duas alternativas: ou pela redução do conteúdo harmônico da forma de onda de
tensão de saída, de maneira a reduzir o
filtro
de saída; ou pela redução da freqüência média de
chaveamento, de maneira a reduzir as perdas de comutação das chaves do inversor.
reside
na possibilidade de se conectar chaves
em
dv/dt pode permanecer
em
série,
como mostra
uma vez que
valores toleráveis,
as
a Fig.
1.2.
A
segunda
Finalmente, 0
comutações das chaves
semicondutoras não são necessariamente simultâneas.
Uma outra alternativa é o inversor três níveis apresentado por Kumano
[50] e
também por Foch
pelos autores
como
e
Meynard em
célula de
[4],
que está representado na Fig.
1.3.
e
Maruyana em
Este é designado
comutação multinível.
I O O
SLXO
E
_-
S2
C
S3
S4
Fig. 1.3 Célula de
1.
xNTRoDUÇÃO GERAL
0
`
Ico
n
o
comutação multinível
1
_
3
As chaves semicondutoras da estrutura devem
e,
ser
cada par deve sempre ser de estados complementares.
comandadas aos pares
A
comando
técnica de
no capacitor seja igual a zero. Segundo os autores
garantir que a carga líquida
(S1-S4) e (S2-S3)
utilizada
[4], esta
deve
topologia
resolve os problemas de equalização estática e dinâmica da tensão nas chaves semicondutoras.
Os
inversores três niveis apresentados anteriormente
podem
ser generalizados
em um
maior número de chaves [5l,52,53], dando origem aos inversores multiniveis.
Um
conversor
CC-CC pode
ser obtido a partir
da associação de
um
inversor, de
um
últimos constituem o estágio de saída. Exemplos típicos são os
retificador, filtro e carga.
Os
consagrados conversores
CC-CC em meia
três
ponte ("Half-Bridge"
HB)
e ponte completa ("Full-
'
Bridge" FB).
Outro exemplo é 0 conversor
e Schülting,
limita-se a
conforme mostra a
um
CC-CC
quatro níveis apresentado
em
[54] por
Apeldoor
onde a máxima tensão coletor-emissor dos IGBT's
Fig. 1.4,
terço da tensão de entrada. Este conversor foi desenvolvido para ser aplicado
sistemas ferroviários, sendo
e freqüência de
l0kVA
a potência
máxima do
inversor, tensão de entrada de
em
2,5kV
chaveamento de 20l‹Hz. Para garantir distribuição simétrica de tensão sobre as
chaves semicondutoras,
um
de compensação simétrico
circuito
foi incluído
ao conversor.
L
ci:
-
DI
-
Cãí
i_._
'-'i.
“E
A
4.
sz
as
se
“B
Lãq
~
C °«-_
C4 -¬.
Fig. 1.4
i.
Conversor
iNrRo1›uÇÃo GERAL
/l
CC-CC
`D1
S1_]z§
oa
se
2:
53_
ZS
S-*_~
Z:
“
D3
D4
Ã
D5
S5
SG
°
ÊH
1
Í
quatro níveis
E-fz
com
circuito de
compensação assimétrico.
1_4
1.3
-
TÉCNICAS DE coMUTAÇÃo SUAVE
Dentre as principais tecnologias de conversão de energia de
modo
chaveado, tem-se à
PWM convencionais aos ressonantes, passando pelos quaseressonantes, multiressonantes e mais recentemente os conversores PWM com comutação suave.
disposição desde os conversores
Os conversores
PWM convencionais processam a energia através da interrupção do fluxo
de potência por meio de chaveamentos abruptos. Esta operação resulta
pulsadas, que
podem impor
em
correntes e tensões
níveis excedentes elevados de tensão e corrente nos dispositivos
semicondutores, resultantes da presença de elementos parasitas associados aos elementos que
compõem
o circuito. Portanto, esta técnica, além de aumentar os "stresses" nos dispositivos e
ocasionar perdas de comutação,
PWM representam
ao conversor
também
um
eleva os níveis de ruido. Estas caracteristicas inerentes
dos principais fatores que obstaculizam sua operação
em
freqüências mais elevadas, no sentido de reduzir o peso e o volume e melhorar aperformance
do conversor.
Os conversores ressonantes que incluem os
tradicionais série' [68,l04], paralelo
ressonante [105,l06], Classe-E [55], quase-ressonantes [56,57,58], multiressonantes [59],
processam a potência
ressonante incorpora
faz
com que
em uma forma
um
certo tipo de circuito ressonante
as fonnas de
no
interior
1.
uma
estrutura
PWM que
tal
forma que as chaves
são pequenas
em comparação com
PWM convencionais, entretanto devido à elevada energia reativa circulante
circuito, as perdas
INTRODUÇÃO GERAL
conversor
corrente (ZCS).
As perdas de comutação dos conversores ressonantes
do
de
onda de tensão/corrente sejam senoidais, de
comutem ou em zero de tensão (ZVS) ou zero de
as dos conversores
um
senoidal ou quase senoidal. Tipicamente,
de condução são significativamente maiores.
l
.5
Para operar
conversores
PWM,
sendo estudadas.
conversores
PWM
com comutação
suave, e ao
mesmo
tempo, preservar os méritos dos
várias técnicas foram propostas [1,2,l4,l9,37,60,61,62,63] e outras estão
Como
circuitos híbridos entre os conversores
com comutação suave
utilizam
PWM
e ressonantes, os
alguma forma de ressonância
de
parcial,
maneira a obter uma comutação "não dissipativa". Quando a comutação é concluída, o conversor
opera de
modo
possível.
Assim
similar ao
PWM convencional, de modo que a energia circulante seja a mínima
as perdas de
comutação são grandemente reduzidas com
um pequeno aumento
das perdas de condução.
Os melhores resultados
obtidos,
quando
se opera
em
altas potências e altas freqüências,
são justamente aqueles onde todos os elementos parasitas
(capacitância de junção dos
semicondutores, capacitância e indutância de dispersão dos transformadores) que
conversor estão incorporados no processo de funcionamento [l5,3l].
compõem
A técnica de
o
comutação
sob zero de tensão (ZVS) permite incorporar o maior número de elementos parasitas, sendo
portanto a mais indicada para operar
1.4
-
em
freqüência elevadas.
coNvERsoREs cc-cc TRÊS NÍVEIS zvs
ZVS
Primeiramente, o conversor Três Níveis
P.C.Cortizo
em
[33],
Phase-Shift-PWM.
no qual apresentou inversores multiníveis de tensão e conversores
Três Níveis, empregando o conceito de
tiristor
dual
comutação das chaves semicondutoras em zero de tensão.
está representado
foi introduzido
na Fig.
1.5.
Segundo Cortizo,
tal
como um
por
CC-CC
dispositivo que garante a
O conversor CC-CC Três Níveis ZVS
conversor não opera satisfatoriamente
em
toda
\
1.
rNrRm›uÇÃo GERAL
1.6
faixa de carga. Isto ocorre
suficiente para realizar a
quando a energia armazenada na indutância de dispersão não
comutação entre
TD2
e
TD3. Para resolver
problema foram
este
apresentadas duas soluções: a primeira, aumentar a indutância de dispersão, de
tal
forma que sua
energia armazenada seja suficiente para assegurar a comutação; a segunda, impedir a entrada
condução dos diodos retificadores
que se finalize a comutação entre
até
for
TD2
TD3
e
em
.
L
D1
TD1
E
TD2
Zšãië
__
-ros
Ã-
T°“
D4 C4
Z: -_
""'
Fig.
Na
tiristor,
C1
ZS --
D9
1.5
Fig. 1.6 é
Conversor
C3
¿ 4
D5 1:10:
«
K]
\/
Tr*
DE
1.4-
CC-CC
mostrado o conversor
R
c
A 4
cb
Três Níveis
com Tiristor Dual
CC-CC com uma
ponte retificadora de saída a
que permite resolver os problemas de comutação do inversor
[33].
|_
TD1
E
DJ.
C1
D2
iC2
ZS ¬"
TD2
__
ZS
O3 cs
TD3
ZS
T°“
D4 C4
Z: -_
Fig. 1.6
Conversor
Ds L"'°a
T1
Ta
zz
K]
C
\¡
R
Tr¬
T3
DB
_
T4
L_¬ cb
CC-CC com
retiflcador de saída a tiristor
O Conversor em ponte completa ("Full-Bridge" FB) ZVS-Phase-Shift-PWM [1] que foi
desenvolvido por Fisher,
com comutação
1.
Ngo e Kuo,
é hoje 0 consagrado conversor
CC-CC em
sob zero de tensão, conforme é mostrado na Fig.
INTRODUÇÃO GERAL
1.7.
Este
ponte completa
também
é
um
1.7
conversor
E
CC-CC
Três Níveis.
wifi
51)
LP
I
921
ss)
132
D3.I_°3
4134
Saí
""""
W
i
TC
ëz
Tr
Fig. 1.7 Conversor
_
O
uma
conversor
FB-ZVS-PWM
FB-Z VS-Phase-Shift-P WM
foi eleito
das melhores opções para aplicações
em
por vários autores [2,25,37,64,66],
alta potência e alta freqüência.
como sendo
Para poder operar
desde a vazio até plena carga, sem perder a característica de comutação sob zero de tensão, foram
introduzidos circuitos auxiliares de comutação [37]
[65,67].
Na Fig.
1.8 está representado o conversor
e,
em outros trabalhos, elementos não lineares
FB-ZVS-PWM com
dois circuitos auxiliares
de comutação (CAC)
É
21 S1
E
Lai
-[-_-E~
_____,`__
Ca2 S2
)
šf
-ll;l|¡¿-
_°\.__,,
ug
P*
DE C2
\;.'__._\^/
-D+-vv
....~..__.Êí._
S4
u
D4
Lea
C4
*E*_E*
[_
C
R
Fig. 1.8 Conversor
Na Fig.
1.
1.9 é
¡NTRoDuÇÃo GERAL
FB-ZVS-PWM com
mostrado o conversor
CC-CC
dois
Três Níveis
CAC
's
ZVS-PWM
[69] proposto por
1.8
Pedersen. Para ampliar a faixa de carga,
incluir
um
A
cr
¿oa
92
elevar o valor da indutância Lr, foi necessário
indutor auxiliar La.
D1
S1.
sem
ca
La
S3
S4
os
D4
ca
c4
E/E
LP
CC-CC
Dos conversores CC-CC Três Níveis
R
c
Tr¬
i
i
Conversor
|_`_|
E/2
(Í
Fig.. 1.9
¡_
Três-Níveis
Z VS-P WZVI.
ZVS-PWM apresentados, o conversor proposto por
Cortizo [33] é o mais indicado para as aplicações onde se requer alta tensão de entrada.
1.5
-
PROPOSTA DA TESE
A proposta fundamental
suportem
alta tensão
deste trabalho de tese é a obtenção de conversores
de entrada e que proporcionem
alta
densidade de potência,
CC-CC
com
que
baixos
níveis de interferência eletromagnética e de rádio freqüência.
Neste sentido, os objetivos deste trabalho
podem
ser
enumerados conforme c onsta a
seguir:
a)
Propor topologias de conversor
CC-CC
pulso e comutação sob zero de t ensão, que tenham
I.
INTRODUÇÃO GERAL
Três níveis
como
com modulação
por largura de
principal característica a redução da
l.9
máxima
tensão a que as chaves semicondutoras ficam submetidas.
b)
Os conversores CC-CC propostos devem!
possuir no
máximo
quatro chaves
semicondutoras ativas de potência.
c)
de tensão)
Propor técnicas para que os conversores
em uma
larga faixa de carga,
sem
CC-CC operem com comutação
utilizar
d) Estudar, analisar e simular os conversores
suave (zero
chaves semicondutoras auxiliares.
CC-CC Três Níveis ZVS propostos, a partir
de modelos pré-estabelecidos.
e) Estabelecer
CC
Três Níveis
ZVS
metodologia de projeto e implementar
em
laboratório os conversores
CC-
propostos, no intuito de verificar a validade dos resultados das análises e
das simulações realizadas.
f)
Estudar e estabelecer as relações existentes entre os conversores Três Níveis
ZVS-
PWM ressonantes e os não ressonantes, operando em freqüência constante.
g) Realizar estudo comparativo entre o conversor Três Níveis
de ponte completa
com comutação
sob zero de tensão
ZVS-PWM e o conversor
(FB-ZVS-PWM).
h) Efetuar estudo comparativo entre os conversores
CC-CC
Três Níveis
ZVS-PWM
propostos.
i)
1.
Estabelecer os circuitos duais dos conversores
rNrRonuÇÀo GERAL
CC-CC
Três Níveis
ZVS PWM.
l.l0
CAPÍTULO
2
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS zvs-PWM
2.1
-
INTRODUÇÃO
Os engenheiros envolvidos no
("SMPS
-
Switching
Mode Power
reconhecem que a melhor topologia
projeto de Fontes Chaveadas de alta freqüência
em
Supply"),
é a
aplicações de alta potência, atualmente
do conversor Ponte Completa ("Full-Bridge") com
comutação sob zero de tensão ("Zero-Voltage-Switching»"). com modulação por largura de
pulso ("Pulse-Width-Modulation") ou simplesmente,
conversor
FB-ZVS-PWM
[l-2]_ Isto é
altas perdas
de condução
Uma
Como um
constituído de
nomialmente conhecido,
PWM convencionais e dos ressonantes,
defeitos, quais sejam, altas perdas de
comutação
e
respetivamente.
vez que as chaves semicondutoras de potência devem suportar a tensão de
entrada, o conversor
entrada.
,
e'
devido ao fato de que neste conversor fazem-se
presentes as características desejáveis dos conversores
sem contudo coexistirem seus grandes
como
um
FB-ZVS-PWM
não é apropriado para aplicações com
exemplo, se o conversor
retificador trifásico a diodo
potência baseado no conversor Boost, a tensão
CC-CC
(380V) e
é conectado a
um
um
alta tensão
de
pré-regulador,
estágio de correção de fator de
CC de entrada poderá ser superior a 800V. De
maneira a reduzir O nível de tensão sobre as chaves e conseqüentemente facultar o uso de
2.
CONVERSOR T1,zvs-PWM
2.
l
MOSFET
nestas aplicações, este trabalho propõe o conversor
Level" TL)
CC-CC
Três Níveis ("Three-
ZVS-PWM.
Como
será demonstrado nas próximas seções, este conversor opera do
que o conversor
FB-ZVS-PWM
do ponto de vista das comutações, possuindo a característica
de saída e o controle da potência transferida semelhantes. Entretanto,
diferença deve ser ressaltada: a
mesmo modo
máxima
tensão sobre os
MOSFETS
uma
importante
restringe-se à
metade do
valor da tensão de entrada.
2.2
2.2.1
CONVERSOR CC-CC TRÊS NÍVEIS ZVS-PWM
-
-
Descrição do Circuito
O conversor TL-ZVS-PWM é mostrado na Fig.
é
formado por
S2, S2, S2 e S4.
D2, D2, D2 e
2.1.
O braço de comutação principal
D4 são os diodos em
antiparalelo
com
as chaves
semicondutoras, enquanto C2, C2, C2 e C4 são os capacitores empregados para realizar a
comutação
em
zero de tensão.
MOSFET, nenhum
O
muitos casos, por exemplo, quando a chave é do tipo
capacitor externo é necessário. L, é o indutor de comutação, composto por
um indutor externo somado
isolador.
Em
à indutância de dispersão do transformador. Tr é o transformador
estágio de saída é
composto pelo indutor L,
formado pelos retificadores
e pelo capacitor C2.
Dr, e D,2 e o filtro de saída é
Del, DC2 são os diodos de
grampeamento. Ro
representa a resistência de carga.
2.
coNvERsoR TL-zvs-PWM
2_2
Ãí
Di
U1
\.__.,\..
C1
Dcl
__T_E1
*Q
~
Dl»z_:cz
sz
l_.r'~
,v`,v`
í
D3 .C3
53
Z:
S4
DID4
-
V
C4
flflfie
Dr¬1
›
|_'F`
.-.-_..--
Dre
›
DCE
E2
Fig. 2.1
2.2.2
Tr¬
`
Conversor TL-ZVS-PVWVI
Princípio de Operação
Para simplificar a análise, as seguintes suposições são
-
-
O
circuito
Todas
opera
em
feitas:
regime permanente.
,
as chaves semicondutoras de potência são ideais, isto
é,
os tempos de chaveamento
e as quedas resistivas são consideradas nulas.
-
As
capacitâncias
em
paralelo
com
as chaves são consideradas constantes e de
incorporando as capacitâncias parasitas (transformador, indutor, fiação) do
-
valor,
circuito.
A indutância do filtro de saída é suficientemente grande para ser aproximada por uma fonte
de corrente constante e
-
mesmo
A
com
valor igual à corrente de carga
Io.
corrente de magnetização do transformador é desprezível frente à corrente de carga
em
estudo.
-
As
tensões das fontes
que
Ressalta-se
comportamento do
CC
de entrada são consideradas iguais e sem ondulação de tensão.
as
circuito a ser estudado.
topológicas de operação para
2.
simplificações
CONVERSOR TL-ZVS-PWM
um
e
Na
suposições
realizadas
não
alteram
o
Fig. 2.2 são mostradas as sete (7) etapas
semiperíodo, sendo enegrecidos os componentes que estão
Na Fig.
conduzindo e os caminhos que a corrente percorre.
de ondas
a)
teóricas.
Primeira Etapa:
A operação
é descrita
como
2.3 estão representadas as
segue:
(t0,t,)
Durante esta etapa a corrente de carga flui através das chaves
vC,=vC2=0, vC3=vC,,=E/2 e
da fonte
b)
CC
iL,=I°p (Fig. 2.2a).
S¡ e S2.
Onde
Nesta etapa é realizada a transferência de energia
de alimentação E, para a carga.
Segunda Etapa:
(t¡,t2)
Esta etapa inicia
praticamente
formas
em
em
tl,
quando
zero de tensão.
(vC3+vC4) decresce de
E
A
é
um
enviado
sinal
de bloqueio à
bloqueia-se
tensão vcl cresce desde zero até a tensão E/2, enquanto
Esta etapa finaliza no instante
a E/2.
S1; esta
tz,
quando o diodo Del
diretamente polarizado e inicia a conduzir (Fig. 2.2b). Nesta etapa a tensão vC2=0~,
iL,=I0p
é
e as
tensões vc, e (vC3+vC,,) são dadas por:
vc]
vC3+vC_, =
Onde C
é a capacitância
c) Terceira Etapa:
Esta é
em
E
paralelo
210
_š_(_:_P
~
t
21
-5%
com
t
(2-2)
.
as chaves semicondutoras.
(t2,t3)
uma
etapa de roda-livre, na qual a corrente de carga
L, e do retificador de saída.
A
coNvERsox TL-zvs-Pwivr
flui através
de Dol,
S2,
tensão de saída é igual a zero. Esta etapa termina quando a
chave semicondutora S2 é bloqueada
2.
=
(Fig. 2.2c).
Sendo vC,=(vC3+vC4)=E/2, vC2=0
e iL,=Iop.
2_4
S1
AD1__L cx
52
A
sa
AD3
54
oz
Í
J.
E/a
DCI
ca
LP
ÍLP
E/2
DC;
Dm
¿
Dra
0
DE
sá
AD3
S3
54
ADM
A
LP
*LP
E/4
Dcz
A
DP3
Ã
crf-4
0
E/2
T
Fig. 2.2c Terceira
52
I
.
D1_]:E/2
sa
D3
94
D4:|Í
T
C3
T
“_
iLf~
DCE
Dr~3
om
0
E2
S2
53
54
DCI
Di. E/E
LP
T
D4-L
T c4
cs
2.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM
DC2
Dr-3
ora
L
+
Dl"
iL.r¬
DCE
EE
E/ 2
VC4
T
E/2
Quarta Etapa
Dm
“
“_
E/2-J-E1
Dr~1
c›z~4
u
¡'Lr¬
C3
oca
of-3
ora
E2
E/2
T
Etapa
E/¿_|_É1
Dra
DP4
0L
Fig. 2.2g Sétima
Fig. 2.2 Etapas de
oz~4
Fig. 2.2f Sexta
E/2
¿D3
Vcs
Di-+35/z
Etapa
Dilf
oz-1
ÀD4 _..-C4
T
)
E/2_l_E 1
iLr~
.,.
ÀD3
Dr¬2
E/2
51
LP
DE
C4
Fig. 2.2e Quinta
Segunda Etapa
A031; vce
._
D1'*2
T
Fig. 2.2a'
}
0
DM
A
VC4
L
T
DP3
Dc;
ou
Y
E,Ê_LÉ¿
um
T
Etapa
DEI
021 E/2
VC3
E/2
À
EE
À
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+
AD3
DP2
Y
51/'
D1
E/2-l-E1
Dr~1
A
Lr¬
Fig. 2.2b
Í>|
045:
J Â T E/4
'f
Etapa
Dn
C2
+
E2
Dri
C2
AD3
me
T
D1-LÍE/2
E/z_l_1-:x
DC
Kll
E/2
Fig. 2.2a Primeira
“C1
D2
D4:L_
I? A T E/2
51/1
D1_L‹
Ex
I
of2
E2
E/2
T
Etapa
Operação do Conversor TL-Z VS-P
WM
2.5
d) Quarta Etapa:
(t3,t,,)
No instante t3,
S2 é bloqueado praticamente
voz cresce até E/2, enquanto (vC3+vC,,) decresce
co-senoidal. Para assegurar comutação
indutor ressonante
L,,
em
em zero de tensão. A tensão do capacitor
em
direção a zero, de
uma maneira
zero de tensão (ZVS), a energia armazenada no
deve ser maior do que a energia armazenada nos capacitores. Portanto,
sendo suficiente para levar a tensão dos capacitores (vC3+vC4) de E/2 até zero e de vez desde
zero até E/2, esta etapa é finalizada quando estes níveis de tensão são atingidos (Fig. 2.2d).
A tensão no
capacitor vcz e a corrente ih no indutor ressonante são dados por:
vcz
2%
=
l
ih =
e)
Quinta Etapa:
-šõ
lap cos(co,t)
linear.
2 3)
(24)
.
(t4,t5)
Durante esta etapa, a corrente ih
forma
(
[op sen(‹z›,t)
flui através
dos diodos D3 e D4, decrescendo de
Durante a condução de D3 e D4, as chaves S3 e S4 entram
em condução em
tensão e corrente iguais a zero.
A
energia armazenada no indutor L, ressonante é devolvida para a fonte
Sendo vC,=vC2=E/2, vC3=vC,,=0
r
onde Z,
é a
e a corrente
,-U:
E2.
no indutor L, igual a
,z-__E_2-_€_,,
°p
2L,
2Z,
‹2.õ›
.
impedância de ressonância igual a
21.,
_-
Z, =
I
2.
CC
coNvERsoR rrfzvs-PWM
3C
.
2_6
Í)
Sexta Etapa:
(t5,t6)
Quando
conduzir.
A
ih atingir a zero, os diodos D3 e D4 bloqueiam-se, e S3 e S4 iniciam a
corrente iu cresce linearmente,
energia entregue à fonte
CC
E2,
Sendo vc,=vC2=E/2, vC3=vc4=0
na etapa
g) Sétima Etapa:
anterior,
e a corrente
i¿,(t)
mas em
direção oposta à da quinta etapa.
agora retoma ao indutor ressonante
no indutor é dada
=
-5%
t
A
L,.
por:
(2.6)
.
(t6,t7)
Esta etapa inicia no instante que ih atinge o valor da corrente de carga
etapa haverá transferência de energia da fonte
CC E2 para a carga, enquanto
IOF.
Nesta
S3 e S4 estiverem
conduzindo.
A
evolução das etapas durante o segundo semiperíodo é similar ao primeiro,
confonne pode
ser
observado na Fig.
2.3.
Sua descrição
será, pois, omitida.
Durante o primeiro e sétimo estágios de operação ocorre transferência de energia das
fontes
CC
etapa)
conduzem a corrente de
E, e E2 para a carga, quando S, e S2 (l” etapa) ou, de forma análoga, S3 e S4 (78
carga.
Durante a terceira etapa, a corrente de saída circula
em
roda-livre através de S2, Del,
L, e pelo retificador de saída. Assim, a tensão aplicada à carga, desprezando os intervalos de
comutação, depende do tempo de condução de
S,
em um
seiniperíodo.
potência transferida é controlada de maneira similar à do conversor
comutação
2.
Conseqüentemente a
PWM convencional
com
dissipativa.
coNvERsoR ri,-zvs«i›wM
2.7
“C1
1.
E/2
E/4
t'
`
›J
voa
E/2
-
:
__
I
\
__.]_ñ._
-I>
'I'
z+
.-
Vab
-
E/2
°,.___
'_
1"'
1
1
›
A
*LP
_.
_
;c
-E/2
:.
I'I0P.
_
PNM
Comando
E
.
5
,
_:["'si
,_;_=
__
..
s2;_,..
:t,.
_I°'°
"
,
sr
5
"
|'s'2
.
,
_
;
.
.
1
,p
t
,
H-
"""
ÍB
t1tE
Fig. 2.3 Principais
2.3
2.3.1
H'
t3t4Í5ÍE
Í7
v
uf'
Formas de Onda Teóricas
ANÁLISE TEÓRICA
-
-
Característica de Saída
De acordo com
as fonnas de
onda desenhadas na
Fig. 2.3, e considerando
que os
tempos de comutação sejam muito menores que o período de chaveamento, a tensão de saída
média Vo pode
ser expressa por:
V0 =
2.
coNvERsoR Tlfzvs-PWM
E/2 (tl-ro)
TS/2
'
(27)
2.8
Durante o intervalo de tempo
a corrente ih é representada por:
(0-to),
E
`
= -lap +
.
IL,
No
instante
t
=
to,
ih
=
Iop,
assim
t
°
Substituindo (2.9)
em
(2.7),
.
2L,
:
Iop
(29)
'
E/2
obtém-se
V0
_
í
iE
2t1
2
4ƒis Lr Iop
í-_$__-i
_
Ts
(210)
'
'
E/2
Definindo a razão cíclica como:
D_2t¡
Hj*
então
Ã
=
E/2
A
D
_
(2.l 1)
Ja
4
L
I
E/2
(212)
_
expressão (2.l2) representa a razão de conversão de tensão
TL-zvs-PWM.
CC
do conversor
`
Deve-se observar que quanto maior a indutância de ressonância tanto maior será a
redução da tensão de saída causada pela queda de tensão reativa.
Da mesma forma aumentará
a redução da razão cíclica quanto maior a freqüência de chaveamento e corrente de carga.
2.3.2
-
Análise de Comutação
Durante o intervalo de tempo
e (2.2). Pela
intervalo
2.
ordem das
(t3,t4),
(t¡,t,)
etapas, a segunda
onde vez cresce de zero
CONVERSOR TI,-ZVS-PWM
as tensões vc, e (vc3+vC,,) são expressas por (2.l)
comutação
até E/2 e, de
é a
modo
mais
crítica,
que ocorre durante o
inverso, (vC3+vC4) decresce de E/2
2
a zero volts. Se vc, não atingir E/2, a comutação não dissipativa não é conseguida.
Sabendo-se que a tensão sobre C2 é dada pela equação
qual seja, para
co,t=1t/2,
2L,
=
U
Iop
igual a
Im,
e
Iop
( 2.13 )
'
vC2=E/2.
£§_
(214)
2Lr 2
Para se garantir
uma comutação não
De acordo com
as expressões (2.l2) e (2.l4), quanto maior é a largura de faixa de
com comutação em
zero de tensão
larga faixa de carga provoca
uma
dissipativa, deve-se ter
I,,,,>I,,,¡,,.
ZVS, implicando em uma menor
mínima Im, tanto maior é a queda de tensão
uma
36
em conseqüência
1min =
carga
analisando para o caso crítico,
tem-se que:
vC2
Fazendo-se
(2.3), e
reativa através do indutor L,.
corrente de carga
Em
outras palavras,
grande quantidade de energia circulante, aumentando
as perdas de condução. Entretanto, este problema não é exclusivo do conversor três níveis,
pois é encontrado
Um bom
as perdas de
2.4
-
quase todos os conversores
projeto [2,l5] consiste
em
ZVS
[l,
sacrificar a
condução são pequenas, para obter-se uma
2
,8, ll, 14, ló, 19,
comutação para cargas
alta eficiência
em
38, 66
leves,
].
onde
carga nominal.
PROCEDIMENTO DE PROJETO E EXEMPLO
Realizar
eficiência,
2.
em
uma
um projeto de um
conversor
CC-CC TL-ZVS-PWM é, do ponto de
vista
da
tarefa complexa. Deve-se observar cuidadosamente cada parâmetro a ser
couvunson Tifzvs-PWM
2.10
selecionado e estabelecer compromissos a cada
alta tensão e alta potência,
podem
afetar a
uma dessas escolhas. Quando se trabalha com
deve ser dada uma atenção especial aos elementos parasitas que
operação e a performance do conversor. Exemplos disso são as capacitâncias
dos dispositivos (diodos, chaves semicondutoras, indutores e transformador), indutâncias de
dispersão e de fiação, resistência de condução dos semicondutores e contatos.
Pode-se dizer que
um
projeto de
um
conversor
CC-CC tem como
principais
minimizar as perdas, volume, peso e custo, em outras palavras, maximizar a
objetivos:
eficiência e a densidade volumétrica de potência e minimizar 0 custo/benefício. Ainda, alguns
compromissos
tais
como
a robustez (confiabilidade), comutação não dissipativa, operação
alta freqüência, reprodutibilidade,
devem
ser garantidos
na
em
mesma medida do conhecimento
tecnológico adquirido.
A
freqüência de chaveamento é selecionada após a observação de algumas
considerações práticas e especificações de projeto, a saber:
-
Níveis de tensão de entrada e de saida, e potência de saída.
-
Circuitos integrados e componentes discretos de
-
Razão Cíclica
-
Tempo
-
Tempo de
-
Características eletromagnéticas dos materiais magnéticos disponíveis.
-
Efeito skin (pelicular) e de proximidade.
efetiva
comando
e controle disponiveis.
máxima.
de comutação das chaves semicondutoras de potência.
recuperação reversa dos diodos.
Levando em consideração o acima
citado, ao lado dos
compromissos de
projeto,
chega-se à definição apropriada da freqüência de chaveamento, no presente caso, l00kHz.
Não
2.
se aplica,
coNvERsoR rifzvs-PWM
no presente caso, o procedimento de projeto de transformador_es
2 .l
l
relativo ao conversor
dispersão.
As
devem
Estas
paralelo
com
PWM
convencional, pois é necessário minimizar as indutâncias de
capacitâncias parasitas dos enrolamentos, contudo,
ser carregadas
as chaves.
ou descarregadas ao
Aumentam,
devem
mesmo tempo que
portanto, a energia total a ser
ressonante, de maneira a garantir comutação
ser minimizadas.
as capacitâncias
armazenada no indutor
ZVS, impondo um aumento nos
corrente. Para reduzir este efeito, o transfonnador deve ser construído
em
com
níveis de
baixa capacitância
de enrolamento.
Para que as correntes primárias sejam mínimas deve-se maximizar a relação entre
espiras
do transformador, minimizando, portanto, as perdas de condução. Por outro lado, para
assegurar comutação
ZVS, numa determinada
faixa de carga, e ao
mesmo tempo possibilitar
a carga e descarga adequada dos capacitores, é necessário ter-se correntes suficientemente
grandes no primário. Baixos valores de capacitores são requeridos para não comprometerem
a performance do conversor.
O
propósito principal desta seção é o uso das equações deduzidas, calculando os
valores dos componentes para a realização da simulação e de
2.4.1 ~
um
protótipo.
Dados de Entrada
Po=l,5kW (potência nominal de
E=6OOV
(tensão de entrada)
VO=6OV
(tensão de saída)
saída)
fS=100kHz (freqüência de chaveamento)
Io=25A
2.4.2
-
(corrente nominal de saída)
Cálculo da Indutância de Ressonância
A razão cíclica efetiva (Def) escolhida é 0,6, e L, deve ser calculado de tal maneira
2.
CONVERSOR TL-zvs-i›wM
2.
12
que ele cause no máximo
20%
de redução da razão cíclica (A). Assim,
Def
=D
0,6
onde
n,,
=
=
D
-
LtsL'I°.
A
-
E/2
nt,
relação de transformação.
Como
a redução de razão cíclica é de
0,2
20%, então
D
4,; L,1
= _.......2
D
= 0,75
,
E/2
fz,
então
lsolando
.
tem-se
L,,
E/2
0,2 D
L,=_~...í_,
nt,
41;
10
devido ao fato de que
Ênf!
Portanto, tem-se
como
V0 =
0,6
,
para
n,,=3.
resultado
/-
L, = 13,5|.LH
.
Uma indutância Lr de valor igual a l6pH foi adotada, para garantir no máximo 20%
de redução da razão
cíclica.
Levando em consideração que o valor medido da indutância de
dispersão do transformador foi de 4uH, define-se
2.4.3
-
Cálculo da Corrente
A
2
indutor externo de 12uH.
Mínima
chave semicondutora de potência
coNvERsoR TL-zvs-PWM
um
MOSF ET APT5040 foi
adotada
em função
das
2.13
uma
exigências de tensão e corrente. Esta possui
capacitância de saída de aproximadamente
5oopF.
A
corrente
mínima de carga
,I
'""
que garante comutação
2.4.4
-
ZVS
Imín
para se assegurar comutação
âsêzzm,
2L,2
=
desde aproximadamente
25%
1
1;”, = _-
DT,
T,
Í2
4 I
-i2-
09%-it
A
Ts
Ts
É
2
`
‹h +
2
I“P dt
T
Í
D
(215)
~
Ji
D
If,
IejSI4 _
_
SA
E
(2.1ó)
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e S,
A
corrente eficaz nas chaves S2 e S3 pode ser calculada por:
l>
“El
-ã
0%;
S
"`‹
>
N
IQ
S
'T
l>
'
5
1ef_,2,=_N311{1-EA]
CONVERSOR TL-ZVS-PWM
(217)
`§%-5N,,'¶
&.
"]
If
2.
de carga até o valor nominal.
corrente eficaz nas chaves S, e S4 pode ser calculada por:
A
-
é
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e S4
A
2.4.5
ZVS
H
'
(2.1s )
2.14
2.4.6
-
Cálculo da Cor rente Média nos Diodos D,, D2, D3 e D4
A corrente média nos diodos D,,
D,
D2,
A
i
IHIGIÍD =
ImedD
2.4.7
-
Í
-
1
:
š
=
D
diodo s
DH
ä
3
(220)
e Dc,
C,
pode
I
e D,2
TS
(2.l9)
dt
A
Iop
ser calculada por:
_D)
Dn
Cálculo da Corren te Média nos Diodos
A corrente média nos
lap t
A
O
Dc, e DO2
ImedDc
2.4.8
4
Cálculo da Corrente Média nos Di o d os
A corrente média nos diodos
ser calculada por:
T,
4
1-:sl
pode
D4
e
(221)
e Dr,
pode
ser calculada por:
(222)
OMNEÊ
=.-
"|
ImedDr
'Ê
dz
»."1
ImedDr
2.4.9
-
=
1
E
Cálculo das Perdas nas Chaves Semicondutoras
Considerando que as chaves semicondutoras sejam do tipo
condução podem ser expressas
2.
(223)
ntr Iop
CONVERSOR TL-ZVS-PWM
MOSFET,
as perdas de
por:
2.15
\
Pzonâs
2.4.10
-
= 2 Rós
ÍÍÊSI4
P514
= 2
[Rag
Psza
2
__ 2
[Ras Iefllâ
131314
Pcondüc
-
(224)
Íâwl
(225)
+ Vzhd Imzdi
J'
( 2.26 )
Vzha Imzâi
Cálculo das Perdas nos Diodos Grampeadores
As perdas nos diodos grampeadores
2.4.11
¬`
são expressas por:
I 2 Vthd Imedüc
(227)
Cálculo das Perdas nos Diodos Retificadores
Considerando que as chaves semicondutoras sejam do tipo
MOSFET,
as perdas nos
diodos retificadores são expressas por:
Pcondbr
2.5
-
E
: 2
Vthd ImedDr
(229)
RESULTADOS DE SIMULAÇÃQ
De maneira
básicas,
a verificar o princípio de operação e validar as expressões matemáticas
uma simulação
digital
(PROSCES)
[43] foi realizada, usando os parâmetros obtidos
no projeto exemplo descrito anteriormente. Os resultados de simulação para carga nominal
são mostrados pela Fig. 2.4.
2.
CONVERSOR TL-zvs-i>wM
2.
16
400
400
VH!
300
2”
(V)
VM2 (V)
300
Ê°°
sm n120 un
meuao
(À)
`| 1 1 | 1
_'
_.|
_
..-
|1
Í
~
100
0O
c
|
0
H
I
_ _ _ _ _ _ __ _
I || 1| ||
.
I
||
ll
-100
“'00
|I
u
|
zz-_
'
I
-200
0.10
×1o'“
O 05
0 O0
-zoo
: (sl
0.20
O 15
0 O5
O .OD
0.10
x1o'4
O 15
t (s)
0.20
(Ô)
(0)
400-
_ `1Dz:1›‹2O (Al
van
_ _
(V)
100
200-
1L r'!I20
(A)
`|
||||
1
.
0
_:
._.
__
\
0-
\
-100
_.L`
-400~
-200
-200 _
0.00
0.10
x1o'4
0.05
(Vl
-400
0.00
t Ís)
0.20
0.15
VDC!
-300
.
I:
0
05
- lvnrnvlarn)
0.20
IS)
lv)
:
zoa
100
0
5O
`.m~zo‹A›
______ _-
-zoo
o.uo
O 15
(d)
(C)
30°
0.10
xm'4
.
.
.
.
o.a5
,
.
.
.
.
,'
o.m
¡
xxo'^
'___
.
.
.
.
.
0.15
,
››||11
.
.
z
¡t!u)
0.20
(2)
Fig. 2.4.
Formas de onda obtidas da simulação do conversor TL-ZVS-PWM para plena
carga.
(a)
(vM¡) e corrente
de dreno
(iM,)
(d)
Tensão dreno-fonte (vM) e corrente de dreno (im)
Tensão vab e corrente (ih) no indutor de ressonância
Tensão e corrente no diodo Dc,
(e)
Tensão de saída retzficada e corrente ih
(b)
(c)
2.
Tensão dreno-fonte
CON V E RSOR TL-ZVS-PW M
2.17
2.6
-
RESULTADOS EXPERIMENTAIS
A partir do projeto delineado na seção anterior, um conversor CC-CC TL-ZVS-PWM
foi
implementado, com as seguintes especificações:
-
Potência de saída
Po=l,5KW
-
Tensão de saída
Vo=60V
-
Tensão de entrada
E=60OV
-
Freqüência de chaveamento
fs=lO0kHz
O diagrama do circuito do conversor é mostrado pela F g. 2.5. O estágio de potência
i
consiste dos seguintes componentes:
MM
Dc,_2
DM
DM
CM
APT5040 (Advanced Power Technology
RdS(0n,=
O,4Q (25°C))
MUR 440 (Motorola)
MUR 1540 (Motorola)
Diodos de corpo dos
MOSFETS
capacitores intrínsecos dos
MR 854 (Motorola)
Tr
Transformador HF, núcleo de
ferrite
espiras
no secundário; derivação
Cf
880pF,
eletrolítico (Icotron)
Cb
5 uF, polipropileno (Icotron)
Cs
lOuF, polipropileno (Icotron)
L,
12uH; 8
Lf
6luH; 15
RS
l0kQ,
A
5
espiras
-
espiras
núcleo de
-
465pF para VdS= 500V.
E-65/39 (Thornton); 15 espiras no primário; l0
central
ferrite
núcleo de
igual a
A
E-42/15 (Thornton)
ferrite
E-55/21 (Thornton)
W.
indutância ressonante total
transformador
Ml, M2, M3 e M4.
MOSFETS,
DS
2.
-
(4ul-I) e
coNvERsoR ri,zvs.i›wM
é
composta pela indutância de dispersão do
pela indutância externa (12 pH), resultando l6uH.
2.18
Ds
Cs
M1
DC1
nPTsø4ø MUR44@
K]
Míl
M3
FJ
M4
-_]
QPTEQÍÊ
n|=›¬r5‹a4|z›
II
cb
sur
DCE
nPT5ø4ø MUR44B
LF
zvvv\
¡õ1uH
E-55/21
CF LF/
ssa UF
Ses.
Rb
"2"2“QI
12uH
E-42/15
Rs
E/2
MUig;5142:
T"`
_'-I
søav
DI
p~O
V
1525-
V
595-
E-55/39
__E/E
_'
Bøøv
l~
DP2
MuR154ø
R5
cs
Ds
Fig. 2.5.
Diagrama do
As Figuras
estágio de potência da Fonte
2.6, 2.7 e 2.8
CC-CC TL-ZVS-PWM
implementada.
mostram fotografias das formas de onda obtidas por
experimentação para P0=1,5l<W, I0=25A, E=600V, fS=100kHz e D=0,75. Elas confirmam os
resultados preditos teoricamente. Observa-se que a tensão
300V,
a
metade do valor da tensão
total
máxima
sobre os
MOSFETS
é de
de entrada.
l
Fig. 2.6.
(a)
Tensão dreno-fonte
(b)
2.
CoNvr.RsoR T1fzvs-PwM
Formas de onda experimentais
(vM,),
de:
100V/div, 2,us/div.
Corrente de dreno (im), 5A/div,
2/rs/div.
2.19
l
Fig. 2.7.
Formas de onda experimentais
de:
Tensão a'reno-fonte (vMj, 100V/div, 2,us‹"a'iv.
(b) Corrente de dreno (iu), 5A/a'iv, 2/ts/div.
(a)
Formas de onda experimentais de:
Tensão vah, onda de maior amplitude, 100V/div, Zps/div.
Corrente iL,, onda de menor amplitude, 5A/div, 2,us/div.
Fig. 2.8.
(a)
(b)
A
eficiência
medida experimentalmente como função de corrente de carga
representada na Fig. 2.9, para tensão de saída constante igual à 60V.
carga nominal (25A) foi de 93%.
As
O valor
está
encontrado para
fontes principais de perdas são pela ordem: perdas de
condução nos MOSFETS, perdas de condução nos diodos, perdas magnéticas
e
no grampeador
de tensão. As perdas de comutação são desprezíveis, pois as chaves semicondutoras são
comutadas
2.
coNvi‹:Rsor‹
em
zero de tensão.
ri,zvs-PWM
2 20
.
100-
Í
E|l¢('In)
X
0"~
ao-
_
eo-
40-
20-
~e
0
Fig. 2.9. Eficiência
A tensão
mu) 25
20
15
10
5
medida versus corrente de carga, para V0=6()V e f;=1()()kHz.
de saída Vo versus a corrente de carga
para três diferentes valores de
Io,
razão cíclica (D), obtida experimentalmente, é mostrada na Fig. 2.10.
Os
resultados, corno
pode-se observar, confirmam os preditos pela análise teórica. Estas curvas demonstram que
o conversor
TL-ZVS-PWM comporta-se de maneira similar ao FB-ZVS-PWM
[2,37],
no que
diz respeito ao controle da transferência de potência.
100Vo(V)
ao
X
X
S0
X
X
X
x
X
20-
0
5
10
lb
20
Fig. 2.10. Tensão de saída V0 versus corrente de carga
2.7
-
D=O.7
XDOS
X
40-
D:0.8
E5
|°(¡¡
IO,
experimental
(x) e teórico.
COMPARAÇÃO ENTRE OS CONVERSORES TL-ZVS-PWM
e
FB-ZVS-PWM
A metodologia de projeto
2.
apresentada na seção 2.4 foi utilizada no projeto de
uma
2 _2
conviznson TL-ZVS-PWM
'\/\
1
fonte
CC-CC TL-ZVS~PWM
e de
uma FB-ZVS-PWM,
tendo a
mesma
tensao de entrada,
potência de saída, corrente de saída, freqüência de chaveamento e faixa de comutação
As
especificações e parâmetros obtidos pelo projeto são listados na tabela 2
TABELA
2.1
TL-ZVS-PWM
FB-ZVS-PWM
P0
l,5kW
l,5kW
fs
l00kHz
l00kHz
E
600V
600V
V0
60V
60V
IM máx
4,l7A
8,33A
ll
6
3
Def
0,6
0,6
VmáxM
600V
300V
MOSF ET
APT801R2BN(8,5A)
APT4030BN(l 8,5A)
Rds(on)(250C)
l,2Q
03;:
COSS
ssopr
540pF
Ceq
óóopr
s1opF
D
0,8
0,662
A
0,2
0,062
L,
72 pH
5,6pH
[min
l,8A
3 ,6A
43% - 100%
43% - 100%
Pcond(250C)
32,0W
32,8W
Lr
ó2ópJ
194pJ
Faixa
ZVS
I2máxL|/2
Diodo gramp
2 (
ONVERSOR TL-ZVS-PWM
MUR 440(400V,4A)
l
ZVS
A comparação
600V não
existe
uma
entre os dois conversores revela que para
vantagem do
significante
TL-ZVS-PWM
uma
tensão de entrada de
sobre o
FB-ZVS-PWM, do
ponto de vista do custo e tamanho. Entretanto, o enrolamento primário do transformador fica
submetido à metade da tensão de entrada. Note-se, também, que o tamanho do indutor
ressonante é três vezes menor.
Por outro lado, para
FB-ZVS-PWM
não pode
indisponibilidade de
2.3
-
uma
ser
tensão de entrada maior que
usado
MOSFETS. Neste
em
aplicações
caso, o conversor
de
alta
IOOOV o conversor
freqüência,
devido
à
TL-ZVS-PWM é a solução natural.
CoNcLUsÃo
O conversor CC-CC Três Níveis com comutação sob zero de tensão e modulado por
largura de pulso
atrativas
(TL-ZVS-PWM)
estudado e analisado. Este incorpora características
quando utilizado em fontes chaveadas com
Após os estudos
l00kHz
foi
teóricos,
um
e tensão de entrada igual a
O
600V.
A eficiência medida
perfonnance,
com
TL-ZVS-PWM
custo,
2.
em comparação
‹:oNvERsoR Tifzvs-PWM
MOSFET,
propiciando
ao conversor
bem como
93%.
comporta-se como o
das características de saída.
é apropriado para projetos de fontes chaveadas de alta
potência de vários quilowatts,
utilizando a tecnologia
a plena carga foi de
CC-CC TL-ZVS-PWM
ponto de vista das comutações,
conversor
de entrada.
protótipo foi projetado e construído, para l,5kW,
Foi demonstrado que o conversor
FB-ZVS-PWM, do
alta tensão
com
tensão de entrada maior que 600V,
um aumento
na eficiência e
uma
redução de
FB-ZVS-PWM.
2 .23
CAPÍTULQ
3
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS ZVS-PWM COM UM
CIRCUITO AUXILIAR DE COMUTAÇÃO
3.1
-
INTRODUÇÃO
Este capítulo apresenta
em ampla
faixa de carga, isto
semicondutoras comutarem
em
este objetivo foi introduzido,
um
é,
novo conversor CC-CC Três Níveis
ZVS-PWM
operando
desde a vazio até plena carga, permitindo todas as chaves
zero de tensão
ZVS
("Zero-Voltage-Switching"). Para conseguir
no conversor apresentado no capítulo
comutação (CAC), constituído de dois capacitores e de
um
2,
um
circuito auxiliar de
indutor.
A principal característica dos conversores CC-CC Três Níveis ("Three-Level" TL) reside
no
fato
que a máxima tensão sobre as chaves semicondutoras de potência é metade da tensão de
entrada do conversor. Sendo portanto estes conversores naturalmente indicados para as aplicações
onde o estágio de entrada é de
alta tensão,
ou mesmo nos casos onde não
se
encontram
disponíveis no mercado especializado chaves semicondutoras que suportem os níveis de tensão
de entrada especificados.
A
característica de saída dos conversores
ZVS-PWM são semelhantes.
3.
TL-ZVS-PWM
e dos conversores
FB-
Aqueles, entretanto, mostram-se mais robustos e confiáveis, devido
convrzxson n,zvs-PWM c/ um cAc
3,1
à disposição
em
série das
chaves de potência.
Outro ponto a salientar é o custo das chaves de potência, que é função direta de sua
tensão
máxima
admissível,
Quando
de
uma relação
como também,
evidentemente, de sua corrente eficaz.
a chave semicondutora especificada for do tipo
(Rds(0n)ocVdsmáx2'5) entre
MOSFET,
devido à existência
a resistência de condução e a tensão dreno-fonte
tem influência
especial atenção deve ser dada a este aspecto, que
máxima,
direta nas perdas de condução.
O circuito auxiliar de comutação melhora as condições de comutação do conversor Três
Níveis, assegurando comutação
causa
um aumento
não provoca
3.2
-
uma
em
zero de tensão
ZVS para toda faixa de carga.
da energia circulante no conversor. Esta maior energia circulante, entretanto,
significativa redução
na eficiência
total
CONVERSOR TL-ZVS-PWM COM
3.2.1 - Princípio
Na
Por outro lado,
do conversor
UM'
ein plena carga.
CAC
de Operação
descrição da operação do conversor
TL-ZVS-PWM com
circuito auxiliar de
comutação, assume-se que todos os componentes são ideais e que o estágio de saída, incluindo
o transformador, pode ser substituído por
proposto é apresentado na Fig.
3.
convmson ri,-zvs-PWM
c/
UM cnc
uma
fonte de corrente
Im,
constante.
O
conversor
3.1..
3 _2
)
S1
O
=
cai -L
La
52 /¿
O
1.
53
C E 2 I-[J
O
O
Fig. 3.1
D1 ---C1
DE C2
a
1
ZÉ 1
D13
54 /1
‹=|
Ã
Ã:
ZÉ
D4
C3
C4
-_'-* E 1
Dzzi
TF*
Tb
K]
DP 1
›
I-'F
CF
'v'
+
É
RO
i
l_r¬
Dina
DCE
DI
---_ E2
Conversor Três Níveis com um circuito auxiliar de comutação.
O conversor TL-ZVS-PWM possui seis (6) etapas de operação que serão descritas como
segue:
a) Primeira Etapa:
(t0,t1)
Durante esta etapa, ocorre a transferência de potência da fonte de alimentação superior
(E,=E/2) para a carga. Assim, a corrente de carga
S2 circula a corrente
Existindo
do indutor
uma
uma
através da chaves S, e S2.
Também
por
de comutação.
diferença de tensão entre a fonte de alimentação superior e a tensão nos
capacitores auxiliares Cal e
de
La, auxiliar
flui
Cú (referente à tensão entre os pontos
corrente, que fluirá através de El, Sl,
CM,
Cú
"c" e "d”)
haverá o surgimento
e Dez restabelecendo a equalização de
tensão.
A corrente no indutor de ressonância Lr é igual à corrente de carga Iop durante esta etapa
e a corrente no indutor auxiliar é expressa por:
3.
c0Nvr.i›.soR Tlfzvs-rwm cf
UM CAC
3 _3
sli
=
D1
E/2
A IC1
cê1-[+5/4
52
Lai
g
DE:
A
U
_ace
1Lr
Ca2LlJE/4
d
D3
sa
|'|
94
À
ou
DPS
'
.,.
I+E/Ê
2%?
0
m4
cal
Fig. 3.2a
-
C
Cal
câa
1+ E/4
T
E/4
d
D1
E/2
LI'
D3
*
ZS :E/2
Í
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Cã2\¬|_\E/4
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54
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2
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D1
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E1
I"I |\J
|'\I
Quarta Etapa
E/2
E/2
-o\o-
ou
orzà
0
E/4
Lal
:Ê
b
ore
O fll
NI
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E+ E/4
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DE _\_aE/2
Í`\
E1
¡-
1'
_
E
S3
os
ZS
E/2
:C4
-
EE
Quinta Etapa
Fig. 3.2 Etapas de
operação do conversor
UM CAC
E.
S4
: ca
Ã:
LF
ou
|...fvvv\
-ÍLP
2%?
C/
E2
E/2
___
Segunda Etapa
T-E/2
D3 +
..
:L
"
ora
1¡_,-
CONVERSOR TL-ZVS-PVVM
DC2
¡
|Tofl
-
b
ora
ZS
+
:C3
Dz~4
N
-
Fig. 3.2d
: E/a
a
0
À
A
SZ
_-T'
:E/2
ora
1|_..
a
C0
Terceira Etapa
-
Fig. 3.2e
3.
+
EL
E2
E/2
I-
oa
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:C4
ZX
O
E? PU
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Lai
°*
ora
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Ca*
0
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B
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b
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Fig. 3.2c
51
ms
iu-
:C2
ZS V: U2
(I
Ê
or4
0r1
ZS
zD4 +
E1
"
a
1:
E/2
s4T ZS :VC4
1:'
oct
E1
*_
E
+
-ÍVC1
Fig. 3.2b
+
:E/2
D1
D3 +
S3
°'
-
Primeira Etapa
-
Ã
Ã
se
Lal
_...._
à :ce
59
E/4
ca2TE/4
N
E/2¡E2
oz
se
Lal
+
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C
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2 AQ4+
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52
1
'
S1)
E1
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..
É
DP3
¿
ora
0 A DP2
Í
04
E/E
C4
Fig. 3.2] - Sexta
nz
_
Etapa
CC-CC TL-Z VS-PWM com um CAC.
3.4
E2
E
=
.
llal
"
Imáxlal
al
Sendo Imàm, a corrente máxima no indutor
auxiliar de comutação,
Segunda Etapa:
__-8L
f
als
dada por:
(32)
.
(t¡,t2)
Esta etapa inicia quando é enviada
com
E
=
Ima,
b)
.
uma ordem
de bloqueio à chave
S, e esta se
bloqueia
tensão praticamente igual a zero. Neste intervalo a corrente do indutor ressonante ih
permanece
As
igual à corrente de carga
O
Iop.
circuito equivalente está representado
em
tensões sobre os capacitores
paralelo
com
na
Fig. 3.3.
as chaves S¡ e S4 são expressas pelas
seguintes relações:
=
vc;
VC*
=
-E
2
Observa-se que as excursões de tensão
este estágio, considera-se a corrente de
VC1.
__
CONVERSOR
TL-ZVS-PWl\'l C/ Ul\I
CAC
10,,
--t
20
em C
:op
,
(3-4)
.
e C4 apresentam
uma forma linear. Durante
I+ EI/E
+
VC4
Fig. 3.3 Circuito equivalente
3.
-
(33)
comutação seja constante e igual à corrente de carga.
C.L|+
C4
I
it
2C
da segunda etapa de operação
3 5
I
c) Terceira Etapa: (t2,t3)
Esta é
paralelo
com
uma
etapa de roda livre que inicia quando a tensão no capacitor parasita C,
a chave S, atinge a tensão E/2
e,
ao
mesmo
tempo, a tensão
em C4 chega
Existem dois caminhos possíveis para que a corrente do indutor ressonante iu
e
um
outro via E2, D4, Cú, Cal e
S2.
Esta divisão de corrente, dar-se-á
próprias providas pelos caminhos.
A
IOF
impedâncias encontradas nos caminhos de roda
livre.
ih é aproximadamente igual à corrente de carga
Esta é
a chave S2 é
via Dc, e S2,
função das impedâncias
em
zero. Isto se deve à diferença entre
de carga e do indutor iu ressonante; esta última decresce
d) Quarta Etapa:
um
a zero.
ponte retificadora de saída tem todos seus diodos
conduzindo; portanto, a tensão de saída está grampeada
a corrente
em
;
em
em
função das
Considera-se, neste estudo, que a corrente
lop.
(t3,t4)
uma etapa de comutação
comandada
das chaves semicondutoras S2
a bloquear. Esta se bloqueia praticamente
em
e~S3-,
que se inicia quando
zero de tensão, conforme
mostra a Fig. 3.2d.
Considera-se nesta etapa que a corrente
im do indutor auxiliar de comutação é constante
e igual à lmáxm, pois a indutância Lal é muito maior que
L,.
A tensão no capacitor C2 cresce até
E/2, e de forma oposta, a tensão no capacitor C3 decresce de E/2 a zero. Estas evoluções são,
agora, de forma co-senoidal.
O
circuito equivalente desta etapa de
comutação
é representado
capacitores auxiliares Ca, e Ca, são representados por fontes de tensão
na
Fig. 3.4.
Os
CC de mesma amplitude,
e iguais a E/4.
3.
coiwnnson ri,-zvs-PWM
c/
UM CAC
3,6
E/4 sn
zzn_
-I:
Fig. 3.4 Circuito equivalente
Na
energia são
K/C2
I ma>-<l_a1
C3
E/4
'*
l_r¬
+
:J-Vcs
da quarta etapa de operação
quarta etapa de operação as condições iniciais nos componentes acumuladores de
como
segue:
iU(0) = lap
vC2(0)
vC3(0)
A corrente no indutor ressonante
= 0
=
E
É
.
iu e a corrente e tensão no capacitor
em
paralelo
com
a chave S2 são expressas por:
iLr(t)
= (Imá.xLaI+Iop) cos wrt _
--:Zi
Imá.xLa1
zC2(t)
= (Im¿xLa1+I0p) cos
vC2(t)
= (Im¿YLa¡+I0p)Z, sen Loft
.
eo rt
,
onde:
Z, =
É
=
-;C
cú,
3.
L
1
2L,
é a
impedância de ressonância do circuito e
...
.
e a frequencia angular de ressonancia.
,
CONVERSOR TI.,-ZVS-PWM
C/
UM CAC
.
.
3.7
Convem
salientar
que a presença do indutor ressonante L, é de fundamental importância
para a perfeita operação das comutações, ainda que ela represente
no
circulante (energia reativa)
razão cíclica efetiva.
IGP,
da energia
uma redução da
da estrutura, trazendo como conseqüência
A ausência do indutor de ressonância, ou mesmo sua presença com
uma corrente máxima
muito pequenos, implicaria
de carga
interior
um aumento
no indutor auxiliar maior que a corrente
In,,,XL,,
aumentando as perdas de condução
comprometendo a
e
valores
eficiência global do
conversor.
Os
valores dos indutores
devem
ser projetados de
modo que
esta
comutação
se realize,
antes que a corrente no indutor de ressonância L, atinja zero.
e)
Quinta Etapa:
(t4,t5)
Esta etapa inicia depois de finalizada a comutação entre S2 e
de S2 (via D3) dar-se-á
com
tensão zero,
'Pode-se dividir esta etapa
em
como pode
dois modos:
S2.
A entrada em condução
ser visto nas Figuras 3.2e e 3.5.
um
de devolução da energia armazenada do
indutor L, para a fonte de alimentação inferior E2, quando a corrente im flui via E2, D4, D3, e
outro de
armazenagem de energia no indutor
direção oposta à do
auxiliares de
modo
comutação
equalizadora via Dc, e
As
forma
anterior.
quando a corrente flui via
um
desequilíbrio de tensão entre os capacitores
E2, S3, S4,
C,, e C,2 e a fonte de alimentação E2, aparecerá
uma
corrente
S4.
correntes ih e iu, nos indutores .ressonante e auxiliar de comutação, evoluem de
linear,
sendo expressas por:
lua) =
.
3.
Se houver
com
L,,
coNv¡‹:RsoR TL-zvs-PWM c/
UM CAC
(I‹›p+Imúx1a1)2
`
E2
:Zz
"
Imâxuzz
`
E
“it
(36)
3 _8
=
.
l¡_a¡(t)
f)
Sexta Etapa:
Imáxml
E
E-t
-
(3.7)
.
al
(t5,t6)
atinge o valor da corrente de carga
Inp.
Durante esta etapa ocorre a transferência de energia da fonte E2 para a carga via S3 e
S4,
Inicia
quando a corrente no indutor ressonante
conforme é mostrado na
O
il,
Fig. 3.2f.
segundo semiperíodo se processa de modo idêntico ao primeiro, como visto
anteriormente, pois 0 conversor opera de
modo
simétrico.
As
principais formas de
onda teóricas
são apresentadas na Fig. 3.5.
Wei*
E/2
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*E
cC¿1
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É
E
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I
.
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I
3
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I.
5
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PNM
Comando
§Íma>-‹I_a11.1
:
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.
5
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É
:
1
É
É
S1
É
1
S2
I
2
1
1
-
2
I
¡
1:0
2
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|¬
1:1
Fig. 3.5
3.coNvERsoR11,zvsPum4c/unicAc
:
5
:
E
'
5
É
:
:
..
I
12
_
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`
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É
§§
§
:
:
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É
*
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É
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5
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Vab
1:
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1:3 'E4
I
=
:
.
t5
I
S4
Formas de onda
I
Si
52
1:
L
1+
i
16
¡,
,,
¡,
f*
teóricas.
3.9
3.2.2
-
Análise da Comutação
No estudo
da comutação das chaves semicondutoras dar-se-á atenção à situação menos
favorável, no que diz respeito à energia necessária para a carga e descarga dos capacitores junto
às chaves. Constata-se que
tal
situação ocorre durante a transição entre os interruptores S2 e S3,
sendo estas comutações o alvo da discussão que se segue.
Para assegurar que ocorra comutação adequadamente
em
toda faixa de operação de
carga, deve-se garantir que a transição "se realize antes da corrente
ih atingir
Iop,
isto
quando a corrente de carga
Im,
for igual
no indutor de ressonância
ou maior que a corrente máxima
In,áxL,,
do indutor auxiliar". Atendendo-se a este compromisso, ainda que o circuito apresente baixo fator
de qualidade e/ou esteja operando
com pequena
razão cíclica, a comutação ocorrerá
em
tensão
nula desde a vazio até plena carga.
Já para o caso onde a corrente
Iop é
menor que
[,,,áxL,,,
não existe o problema pois a
energia armazenada no indutor auxiliar deverá ser suficiente, quando adequadamente projetado
para realizar a comutação supra citada.
O
ponto
máxima Imáml do
crítico
de comutação é quando a corrente de carga
[op
for igual à corrente
indutor auxiliar. Portanto, para assegurar que as energias armazenadas nos
indutores de ressonância e auxiliar de comutação sejam suficientes para carregar e descarregar
os capacitores (CE2/4) antes que a corrente no indutor ressonante iu atinja zero, deve-se satisfazer
a seguinte inequaçao.
§‹«âzW,
onde
3.
Z'
=
i2C
coNvEnsoR T1,zvs-r›wM
C/
‹zz›
_
UM CAC
3_
10
Portanto o indutor de ressonância deverá ser
2c
L, >
OU
(39)
zf
LZL
2
L, >
(3.1o)
.
6ImáIL‹11
Assume-se que todas
as capacitâncias
em paralelo com as chaves são iguais
e constantes,
de valor igual a C.
3.2.3
-
Característica de Saída
Considerando que o tempo de comutação é pequeno frente ao período de chaveamento,
pode-se expressar a tensão de saída por:
EDef
_
V
(311)
lr
sendo nu igual à relação de transformação e a razão cíclica Def definida como:
=
Def
onde
D
-
A
(3.l2)
,
D é a razão cíclica estabelecida pelo circuito de controle/comando e A representa a redução
na razão
cíclica
provocada pela presença do indutor de ressonância
entrada E/2, da freqüência de chaveamento
fs
e
Lt,
da corrente de carga
em
função da tensão de
IOF.
Estas grandezas são
expressas por:
A
= sfs Êflop
(313)
6
3.
coNvERsoR Trfzvs-PWM C/ UM cAc
3_
1 1
D
em que
T, é o intervalo de
é igual a
1/fs.
Como
=
ÊÂ
T
(314)
,
tempo de condução das chaves
S1 e S4, e
se observa, a razão cíclica é definida para
um
o período de chaveamento
semiperíodo.
É importante salientar que o conversor três níveis proposto pode ser comandado por uma
estratégia
PWM, de maneira igual à dos conversores "Full-Bridge"
uma modulação
por deslocamento de fase ("Phase-Shift")
Conforme pode
ser
convencionais,
circuito auxiliar proposto é naturalmente
3.3
-
por
PWM.
observado na forma de onda vc, na Fig.
com
bem como
3.5,
o conversor Três Níveis
"Phase-Shift-PWM".
PROJETO EXEMPLO
Um projeto foi realizado para exemplificar a metodologia proposta, a partir das seguintes
especificações:
Potência de Saída
P°=l,5kW
Tensão de Entrada
E=600V
Tensão de Saída
V0=60V
Freqüência de chaveamento
fs=100kHz
Razão
cíclica efetiva
máxima
De¡=O,78
Tecnologia das chaves semicondutoras
3.3.1
-
Cálculo da Corrente
A
corrente
Iop
Máxima
Iop
MOSFET
de Saída no Primário
é calculada a partir da escolha da relação de transformação nu. Então,
fazendo nt,=3 tem-se
3.
convrmson TL-zvs-PWM C/ UM CAC
3_
12
P.,
I°p :
-
V0
nt,
1,5/zw
3.60V
= s,3A
rop
3.3.2
:
.
Cálculo da Indutância Ressonante
Estipulada a
máxima redução de
razão cíclica permitida
em 20%,
pode-se estabelecer:
o,2.3ooV
L<AE:
s.1oo1zHz.s,3zi
sff
'
op
s
L, <
O
3.3.3
-
corrente
Máxima
máxima do
Imá,La,
E2
c
óL,
ima,
Uma capacitância C
3.3.4
segue:
çóoovf. soopr
ó 1ópH
.
= 1,4A
.
MOSFETs.
Cálculo da Indutância Auxiliar de Comutação
L“' <
W
E
O
corrente
Í:
1ó1m,a,fs
LM
3.
=
como
de valor igual a 500pF foi adotada no projeto e representa o valor
de capacitância de saída dos
-
do lndutor Auxiliar
indutor auxiliar de comutação é calculada
IWW' =
típico
.
valor escolhido para o indutor de ressonância Lr foi lóul-I.
Cálculo da Corrente
A
1s,opH
õooV
1ó.1,5A.1oo1‹Hz
< 268,0p.H
.
valor escolhido para o indutor auxiliar de comutação La, foi 250uH. Portanto, a
máxima Imám,
CONVERSOR TL-ZVS-PWM
C/
é igual à l,5A e a corrente eficaz
UM CAC
no indutor
auxiliar é 0,87A.
1
3
3.3.5
-
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e S4
A
corrente eficaz nas chaves semicondutoras Sl e S4 é dada por:
2
IefSI4
T
m.,,.¡,;.,,
^TS
T
D
A T,
"__
Il
Ts
-
oà
l>
É
=
- 5
E
(316)
A
corrente eficaz nas chaves semicondutoras S2 e S3 é dada por:
D
_l
2
_N
*J
2
D
13"
,fl
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e S,
A
14523
(315)
P
1eƒSl4 =
3.3.6
T,
2
‹›
1
.fl
4 I
1.
Ts
A
I
0;;
t
`I‹›p+
4 I
MÊZMI
z
t
+
`1ma.‹1zz1
%
>
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Nu
,H
4 IMMM
Í
I;
t
_I
rnáxLaI]z
dt
(3.l7)
la
N
onde
ti
é
dado por:
1
:_
A
Ieƒm
_
1
4
(Irná¡IJI+Io¡›)
[A
A
(A
Im‹iz¡..z¡"Ivn
1,_¿_,J,+1,p1
_
1
Imazuzz
]+(I»«1zm1+Iop)¶
(3.18)
Imâzuzr
.
3.3.7
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D,, D2, D, e D4
A
3.
A Imáxm+I0p_ImMm) 2
(2
Ts
4
f
corrente média nos diodos Dl, D2, D3 e D4 é dado por:
CONVERSOR TL-ZVS-PVVM C/ UM CAC
3.14
ImedD
=
4
'
_1
og*
Ts
Í
1m8dD
3.3.8
-
Cálculo da
A
lap z
A
Op
Ts
1 A
z
4 Imma,
-I +
[A
Co rrente Média nos Diodos
-I
7;
_____('M='fl1+I°P)
8
r
dt
1
(319)
3
2
(320)
Imáxlal +I0p]
Dc, e Dc,
corrente média nos diodos Dc, e DC2 é dada por:
TS
'Í
ImedDc
=%
:
ImedDc
3.3.9
-
f
U
I
%
T
Iopdr
(3 .2 1)
_
(322)
,;-a
Cálculo da Corrente Média nos Diodos .DH e
A corrente média nos
dio d os
D
,,
e
Da
é
Dn
dada por:
TS
N
ImedDr
ImedDr
3.3.10
-
Cgi
Ji
:
op dt
`‹
Q:
1
E
ntr Iop
(323)
(314)
Cálculo das Perdas nas Chaves Semicondutoras
Considerando como sendo
MOSFE Ts as chaves semicondutoras, as perdas destas podem
ser expressas por:
.
3.
CONVERSOR TL-ZVS~PWM
C/
UM CAC
PCM
= 2
Rd, [lzmé + lejm]
Psu
= 2
[Ras I;S14
J'
Vznâ [mea]
P523
= 2
[Rm lãs” +
VM Im]
(325)
(326)
(127)
3.15
3.3.11
-
Cálculo das Perdas nos Diodos Grampeadores
As perdas nos diodos grampeadores podem
PcondDc
3.3.12
-
retificadores
PcondDr
3.4.1
(328)
: 2
Vthd ImedDc
Cálculo das Perdas nos Diodos Retilicadores
As perdas nos diodos
3.4
ser expressas por:
podem
ser expressas por:
: 2
Vthd ImedDr
(329)
RESULTADOS DE SIMULAÇÃO E EXPERIMENTAL
-
-
Resultados de Simulação
Foi implementado
De maneira
projeto exemplo.
matemáticas
em
uma simulação
laboratório
um
protótipo baseado nos valores encontrados no
a verificar o princípio de operação e validar as expressões
digital
(PROSCES)
foi realizada.
Adotando os seguintes dados como
parâmetros:
E=600V
fs=100kHz
I°p=8,3A
C=500pF
L,=l6uH
D=0,78
La,=25ouH
n,,=3
Os
e
na
Fig. 3.7 para
e corrente sobre os
e
3.
resultados de simulação são mostrados
uma
na Fig. 3.6 para plena carga (Io=25A)
corrente de carga refletida no primário igual a IA, mostrando a tensão
MOSFETS,
Il
II
tensão e corrente no indutor auxiliar, tensão entre os pontos a
"b" e a corrente no indutor de ressonância, e a tensão de saída retificada.
coNvERsoR TL-zvs-PWM c/ UM CAC
3.
16
400-
400
VHE
'
VIH
ano
11421130
(Vl
__-
(A)_-
(VI
200-
:zu -1:9 111
I
200
____.__
0..
-400~
100
-zoo-
1 11 1I 11 1
0
__
Iz
1
1
I
-l00
o.oo
a.os
Q (Gl
Fig. 3.6a Tensão dreno-fonte e corrente
MOSFET M,
para
0.10
1:10"
0.05
0.00
0.20
0.15
a. 10
x1o'^
0.15
E (BI
0.20
Fig 3 6b Tensão dreno-fonte e corrente do
MOSFETM2 para I0¡,=8,3A.
do
.
.
I0¡,=8,3A.
400-
200
vLa 1
veb
(V)
1'
¡
;
100
\
1
1
1
1
1
\`
"
1
I
1
1
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1
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1
-200-
\
1
1
\
o.os
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1
\
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\
1
\
1
1
1
I
\
1
\
1
,
`
0.15
o ao
.
x1o'4
t (sl
`
30°
- (vDrl+vDf'4)
0.10
x1o'^
0.05
0.00
0.20
Fig. 3.60 Tensão e corrente no indutor
auxiliar para I0¡,=8,3A.
`
.I_
'400~
\
1
'
1
-200
o.oo
\
1
\`
0
\
1
1
1
-100
\
1
1
\
\
1
I
\
1
\
I
`
1
I1|1 I1I
______`
\
1
I
_1y~~3o uu
\
1
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1
1
`
1
200-
\
\
I
1
1
0
\
1
111100111
(V)
'1 1 1 1
1
1
`1`11_1
,
1\
0.15
t le)
0.20
Fig. 3 6d Tensão entre os pontos "a" e ”b” e
corrente no indutor L, para I0=8,3A.
.
(V)
200
100
______
_____-
¡-__-
O
_
_
__
SLNMO (A)
-100
0.00
0.05
,
0.10
1:10'*
0.15
C (I)
0.20
Fig. 3.6e Tensão de saída retificada e
corrente iu para I0p=8,3A.
3.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM
C/
UM CAC
3.17
400
400
1/M2 (V)
30°
VMHV)
30°
1uz«1oo‹11,
200
200
100
11119100
100
I
0
ÍÁ)
T_____________
1
I
1
I
I
1
1
1
1
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-_
1
I
..
1
I
1
I
I
1
1
1
1
¡
,
- _ _ _ _ _ _ _-
.1
-100
0
-100
0.00
Fig.
-200
\
\..-
0.10
x10`4
0.05
-300
0.00
c (ul
0.20
0.15
7a Tensão dreno-fonte e corrente do
3.
Fig.
MOSFET M, para Ia¡,=1A.
3.
0.05
0.15
:(01
0.20
7b Tensão dreno-fonte e corrente do
MOSFET M2 para I0¡,=1A.
400-
200
vLailV)
vah
1
¡
100
1
`
1
'
1
'
,
1
\
1
\
3.
1
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\
1
\
I
\
0.10
0.05
°400~
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1
\
-200
0.00
\
Í
\
1
\
1
`
1:
0.15
x10"
0.20
(0)
~
- (vDr 1+vDr' 4)
0.05
0.00
7c Tensao e corrente no indutor
auxiliar para I,,¡,=1A.
300
Fig.
cor.
3.
(V)
-100
-200
0.00
3.
1 1
1
_
,
I1I1II\
1L1-»1oo 111
0.05
\
z
0.10
x1o°4
1 1 1 I 1 | \
0.15
\
\
I:
0.20
7e Tensão de saída retificada e corrente iu
CONVERSOR TL-ZVS-PWM C/ UM CAC
101)
0.20
no indutor de ressonância para I0¡,=1A
~~
----- -
0.15
entre os pontos "a" e "b" e
~'*_
0
Fig.
0.10
x10'4
~
Tensao
7c
200
100
4,.
fl,
\
1
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1
1
1
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I
\
1
\
1
1
I
\
1
\
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1
1
\
,
\
1
\
0-1
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1
\
1
,
1
,
Fig.
1
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1
\
I
..... -`
4
\
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\
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\
1
\
-__--- `1u~mou›
1
\
1
\
\
\
1
\
1
,
200-
\
\
1
\
¡
\
I
1
\
(Vl
\
1
`
1
- 100
1
\
1
Ú
\
\1Ls1I100(A)
1
3.
0.10
x10'4
la)
para
I,,¡,=IA.
3.4.2.
-
Resultados Experimentais
A
Fig. 3.8
mostra o circuito do estágio de potência, implementado
O
especificando os componentes utilizados.
M.1_|EIni=›T5iz›4a
C=1 -L
22 BuF`
La
aasui-i
E_3ø/7
Ca2
22|2=uF
da
M2
.L
/'V'V'V\
LP
Í'V'\f\f\
DC 1
Mummø
rw
Rb 229
1õ‹.‹H
E-42/ 5 cb
1.
QP-'r5ø4ø
Pi'
I |
.lã
‹=‹|=›T5ø4ø
sur
a
um
indutor externo (l2|,iH).
D5
Cs
í
_-
DC2
MuR44ø
I
I
Rs
Dri
MuR154ø
E/2
TP
Sam/
Ses
15%-
L;
fv\r×^61uH
DI
E-55/21
C; I_[_l
BBWUF
.
RD
»z
V
585
E-ss/se
[>|
M4
somado
K]
f=i|=>Tsø4ø
laboratório,
indutor ressonante é constituído pela indutância de
~-
dispersão do transformador isolador (4uH)
em
*E/2
-
Dra
|~1uR1s4ø
39%,
R*
CS
Ds
Fig. 3.8 Protótipo
As
implementado em laboratório.
figuras 3.9 e 3.10 apresentam as fotografias tirada da tensão dreno-fonte e corrente
de dreno dos
MOSFETS M,
e M2, respectivamente, para
uma
razão cíclica efetiva igual a 0,6 e
a plena carga.
\
Fig. 3.9
Tensão dreno-fonte e corrente do
MOSFET M
,
para
1,,¡,=8,3A.
Escalas: 100V/div,
10A/div, 2,us/div
3.
coNvERsoR Tifzvs-PWM C/ UM CAC
3_
19
I
EIÉHÉÉ lnnnfln Êafligi
.siri
:ÉÉÉÉHIiiiii
Ill
u'=uIn~=
iiilmniii
Fig. 3.10 Tensão dreno-fonte e corrente
do
MOSFETM2
para
1,,p=8,3A. Escalas:
100V div,
IOA"div, 2,us/div
Na
Fig. 3.11 são apresentadas a tensão vah e a corrente
do indutor de ressonância ih
na Fig. 3.12, a tensão e a corrente do indutor auxiliar im, observadas
vi?
HÉÊ'
em
e
laboratório.
»
1
,i-:=aar~
_L_.
Lfidlgflim
qllazllmzs
íII!lIIII
IIIIIIIII
E.-
Í
Fig. 3.11
Tensão v
,,
e corrente
no indutor de ressonância
i¿,.
Escalas:
1 001/Tdiv, 10/ízfdiv,
Zystdiv
¿¿os
iiliia
*¬”“-šuIn-f
ännnznwllf
mimlimiü
í_I\¶'
EIN'
-JII--4II
;âIII¡¡¡Il
Fig. 3.12
Tensão
~lII5lIIlI
e corrente
no indutor auxiliar de comutação
i,4,,,.
Escalas: 1001/zdiv, 1A×div,
2,us/div
3
com msorz T1
zvs
PWM C/ UM CAC
3 _2O
A
Fig. 3.13 ilustra
em
medidas experimentais realizadas
função da corrente de carga,
para três valores diferentes de razão cíclica (D=0,6, D=0,7 e D=0,8). Observe-se que as curvas
representam
menor
uma
fonte de tensão
com uma determinada impedância de
for o valor desta impedância, tanto
l00~
melhor será a regulação de
saída (75Q). Quanto
saída.
-
V0 (V)
B0
X
X
X
eo
*
×
x
X
_
x
X
i
.io-
D=0 E
o=o.v
o=o.õ
0~'¡fi~fffi
20-
0
Fig. 3.13
10
5
20
15
'O (A)
25
Tensão de saída versus corrente de carga para razões cíclícas
especificadas.
Na Fig.
com
3.14 é apresentada a curva experimental da eficiência do conversor Três Níveis
circuito auxiliar
de comutação proposto
de saída constante de valor igual a 60 Volts.
um
rendimento de
92%
em
O
função da corrente de carga, para
conversor construído
em
o~
uma
tensão
laboratório apresentou
a plena carga.
100-
mz ‹%›
V
_
)(-z
^
.
,
80-
SO~
A0-
20-
o
Fig. 3.14.
3.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM
C/
UM CAC
5
io
is
eo
[om
25
Eficiência versus corrente de carga.
3
As
principais fontes de perdas são
MOSFETS,
perdas de condução dos
nominalmente citadas pela ordem de importância:
perdas nos retificadores, perdas magnéticas e perdas no
grampeador. As perdas de chaveamento são desprezíveis
as
em relação às citadas anteriormente,
pois
comutações se realizam no modo zero de tensão ZVS, no qual as perdas na entrada
em
condução inexistem e as perdas no bloqueio são muito pequenas.
3.5
-
CONCLUSÃO
Um
CC-CC
conversor
freqüência constante e modulado por largura de pulso
comutação
foi proposto,
com
(TL-ZVS-PWM) com
100kHz,
com
um
protótipo foram
potência nominal igual à l,5kW, freqüência de chaveamento constante de
de entrada e saída iguais à
e tensões
experimentalmente
carga.
circuito auxiliar de
a finalidade de estender a faixa de operação de carga.
Estudos teóricos e simulações, projeto e implementação de
realizados,
em
Três Níveis comutando sob zero de tensão, operando
600V
e
60V, respectivamente. Foi obtida
uma eficiência de aproximadamente 92%, com
o conversor operando à plena
Como maiores responsáveis pelas perdas de energia pode-se apontar as perdas na condução
das chaves ativas (no caso,
MOSFETS),
seguida pelas perdas na condução dos diodos
retificadores de saída
O conversor TL-ZVS-PWM proposto mostrou-se, em laboratório, extremamente robusto,
no que se
Esta
é,
do
tiristor dual.
em
consideração
refere a curto-circuito das chaves semicondutoras, devido à presença
sem sombra de dúvida, uma importante
virtude, tanto
mais se for levado
o agravante de que o conversor três níveis é naturalmente apropriado para aplicações de
3.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM
C/
UM CAC
SMPS
3
com
altas tensões
de entrada. Outra característica, digna de ser ressaltada, é a sua versatilidade,
podendo o conversor
Do
comandado por uma
estratégia
PWM ou por
ponto de vista de suas características externas, o conversor
mesma forma que
3.
ser
o conversor
CONVERSOR TL-ZVS-PWM C/ UM CAC
"Phase-Shift"
PWM.
TL-ZVS-PWM opera da
FB-ZVS-PWM.
3
CAPÍTULO
4
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS ZVS-PWM COM DOIS
CIRCUITOS AUXILIARES DE COMUTAÇAO
4.1
-
INTRODUÇÃO
Neste capítulo é introduzido
um
conversor
CC-CC
Três Níveis
ZVS-PWM
que pode
comutar todas as chaves semicondutoras de potência sob zero de tensão, independentemente da
impedância do estágio de saída do conversor ou do fato de ser isolado ou não isolado. Esta
propriedade é obtida devido à presença de dois circuitos auxiliares de comutação (CAC).
O
conversor aqui
em
apresentados nos capítulos 2 e
presença de
estudo possui característica de saída semelhante aos dos
3,
porém existem duas impoflantes
um segundo circuito de comutação
auxiliar,
diferenças.
saída do circuito. Pemiitindo, portanto, operar a vazio (sem carga).
em tempos pré-estabelecidos,
leves (pequenas) sejam independentes do
primeira é a
que permite a transição das chaves com
comutação suave, mesmo desconectando o indutor ressonante, o transformador
a comutação
A
Além
e o estágio de
disso, ao manter-se
garante-se que as características de saidas para cargas
tempo de comutação.
A
segunda reside no comando,
o qual é do tipo Modulação por Deslocamento de Fase ("Phase-Shift")
[1 ,2],
ein
que cada chave
semicondutora de potência conduz durante metade do período, possibilitando a inclusão de dois
circuitos auxiliares.
4.
(:oNvE¡‹sou TL-zvs-PWM
coM nois c.A.‹:
4_l
Como
desvantagens desse conversor
maior número de componentes
circulante
4.2
_
na
estrutura,
como
e a
menor
em
relação ao apresentado no capítulo 2 têm-se o
devido ao aumento da energia reativa
eficiência,
será discutido a seguir.
DESCRIÇÃO DO CIRCUITO E PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO
O estágio de potência do conversor Três Níveis ZVS-PWM com dois circuitos auxiliares
de comutação é mostrado conforme ilustra a Fig.
51/
Laã
/VVV\
Ca
l
1.
Ca2 \_|_|
É
As chaves
na
Fig. 4.2.
50%
Todas
I
c1
\._a.L
D3
S3
23
D4
a
i
3
C3
__-
C4
Tb
DCI.
|<1
Lv
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E1 Tr
7
›
Lt"
RO
Dra
\/
V
DCE
DI
Dri
.z
T_____;
2:
-__
--_ EE
Conversor Três Níveis Z VS-PWM com 2 circuitos auxiliares de
comutação
S,, S2, S3 e
S.,
são comandadas por
as chaves são acionadas por
controlável, 9/cos,
atraso de
`
ca
D2
do período de chaveamento. As chaves
tempo
com
um
uma
sinal
S, e S4 são
seqüência de sinais
que permanece
em
comandadas a
partir
como
é ilustrado
nível alto durante
de
um
atraso de
respeito aos sinais S3 e S2, respectivamente. Pelo controle deste
tempo (defasagem), regula-se a tensão de saída do conversor. Este procedimento
similar ao adotado
4.
1
Sai ZE -_
S4
Fig. 4.1
23°
4.1.
coNvERsoR
no controle da razão
TI,-zvs-PwIvI
coM Dois c.A.c
cíclica
do conversor
é algo
PWM.
4_ 2
A
---9---,,,
QS1
I
--__-
QS2E22:z2z2:z222:z21_______¬......_J2:Z2:z2ñ2:z;¿F,
I
__\_
4I I
:CD
I
-;-
|ZZZZZiZZZZa
983
›
wt
¡
934_________Lz2522Z2¢z2z25252L_---,-_---Ez2z;¿F,.
21:
rc
Fig. 4.2
4.2.1
-
Comando
"Phase-Shift"
PWLM
Princípio de operação
O
conversor
TL-ZVS-PWM com
dois circuitos auxiliares de comutação possui seis
etapas de operação, conforme é mostrado na Fig. 4.3, que serão descritas a seguir.
a)
Primeira etapa:
(t,,,t,)
Durante esta primeira etapa ocorre a transferência de potência da fonte de entrada E,
(E/2) para a carga, pois as chaves S, e S2 estão conduzindo.
de carga. Tanto a corrente
ressonância é igual à corrente
10,,
comutação quanto
im no
a corrente
A
im,
corrente no indutor L, de
no indutor
La, auxiliar
de
indutor La, auxiliar de comutação crescem de maneira
linear.
4.
c0Nvr‹:RsoR TL-zvs-PWM
coM Dois c.A.c
4_ 3
s1`
01
Li
cat
1+
*
E/4
Lai
+
à 8-_Q
\
DO
53
cz2|_|.n:/4
H
E/2
23
on
LF
of _,
A
n‹~3¿
+iLI'
:U2 R
à
\:
mo
-b
4. 3a
_
.
._
it.
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G2
B
cz1
1»
E/4
Dl
D1
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.
E/2:2
__
-
II)
..
›
câ2Tz/4
IU
52/
Lai
+
ore
,
SZ
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9
E1
23
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I
.E
Primeira Etapa
Dl
/it.
ZS
1
czl
L*
Lee +
W
E/4
Lai
52
H
~
caa
53/
*E/4
T'
:vu
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ZX
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54/.~›
De
Ã
W
:ra
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»
cal
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Lea +
b
A
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4.3e Quinta Etapa
E/2
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4.3b Segzmda Etapa
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4.3c Terceira Etapa
4.
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4.3`/'Sex/a
(_Í‹mvers0r '1'1,-ZVS-PWM
›
Ui-TE
Etapa
com 2
( Í/1(.."s
b)
Segunda Etapa:
(t,,t2)
uma
Esta é
etapa de comutação, que inicia quando a chave semicondutora S, é
bloqueada. Durante esta etapa a corrente no indutor ressonante ih permanece igual à corrente de
carga
Iop,
como
assim
a corrente
A corrente im
im permanece aproximadamente
no indutor
auxiliar de
igual a ImáXL,2.
comutação continua a crescer linearmente.
Esta etapa finaliza quando a tensão vc, atinge E/2
e,
ao
mesmo tempo,
a tensao vc, zero
Volt.
c) Terceira Etapa: (t2,t,)
Esta etapa é de roda
livre,
na qual não
se transfere energia para a carga.
caminhos para que a corrente ih do indutor ressonante flua;
D4, C,2, Ca, e
A
S2.
A
divisão de corrente será
em
um
via Dc, e S2; e o outro via E2,
função das impedâncias próprias dos caminhos.
saída encontra-se curto-circuitada, pois o retificador de saída tem todos os seus diodos
conduzindo, fazendo
A
corrente
d) Quarta Etapa:
Esta é
instante
im
a tensão de saída permaneça
cresce, enquanto a corrente
iLa2
grampeada a zero
decresce,
volts.
ambas de forma
etapa de comutação entre as chaves semicondutoras S2 e S2, que inicia no
S2 é bloqueada.
no capacitor C2 cresce
a zero.
As
até E/2, e
A tensão vC2
de forma contrária, a tensão vc, no capacitor C3 decresce de E/2
tensões vc, e VC2 apresentam evoluções co-senoidais.
Quinta Etapa:
Após
4.
linear.
(t,,t,,)
uma
em que
com que
Durante esta etapa a corrente im é praticamente constante e igual a Imáqm.
e)
Existem dois
(t,,,t5)
finalizada a
comutação entre as chaves semicondutoras S2 e S2,a corrente
couvimson nfzvs-i›wM com Dois
c.A.c
iL,,+iL,
4_ 5
passa a
fluir,
pelo diodo D3. Pode-se dividir esta etapa
em
dois
modos
energia armazenada no indutor L, para a fonte de entrada E2; e outro de
no indutor
im
e
L,,
mas em
direção oposta.
Não há transferência de
1
um
de devolução da
armazenagem de energia
energia para a carga.
As
correntes
im, nos indutores auxiliares de comutação, decrescem linearmente.
A
E/2'i
K/C1
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Comando
Phase-shift
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4.4 Principais
S35:
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Sexta Etapa:
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Ima›‹L.a1
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f*
*,
Formas de Onda Teóricas
(ts, t6)
Esta etapa inicia quando a corrente iu atinge o valor da corrente de carga. Durante esta
etapa ocorre a transferência de energia da fonte E2 para a carga, via S3 e
4.
(`()NVl°`.RS()R '|`|.-ZVS |'\'VM
(`()|\/I
DOIS
('.A.('
S4.
/I _()
As próximas etapas se processam de maneira análoga às apresentadas anteriormente,
o conversor opera de
modo
como pode
simétrico,
ser
pois
observado nas principais formas de onda
apresentadas na Fig. 4.4.
4.3
4.3.1
ESTUDO ANALÍTICO
-
-
Característica de Saída
A característica de saída (Voxlo) do conversor em estudo é a mesma do apresentado no
capítulo 2, cuja a tensão de saída é dada por:
V° =
_
2n
Normalizando a tensão de
com que
D_8fsLfI‹› =
saída,
E
ED_4JÊLf¡
2n,,
nt,
°
(41)
q=2Vo/E, e a corrente de saída, p=2Z,I0/E, e fazendo
a relação de transformação "nn" seja igual a unidade, tem-se:
q: D-2.-p
TE
Pode-se, a partir da equação (4.2), traçar a curva característica de saída do conversor,
conforme mostra a
4.
Fig.4.5.
‹¬.oNvF.Rs0R Ti,-zvs-i›WM
COM nois ‹:.A.‹:
4_7
t
1
1
1
1
1
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Cl
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0
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DB
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I
04
I
-
Análise da
Durante
Comutação
1
um
l
i
1
4
1a
p
do conversor TL-ZVS-PWM
semiciclo de operação existem duas comutações, a saber, entre as chaves
realizam de formas diferentes, conforme serão discutidas a seguir:
entre S, e S4:
E/4
i
<:1__|_+
I
©0411
E/4 l
“I-'__
Fig. 4.6 Circuito equivalente
As comutações
do processo.
12
Comutação
S, e S4 e entre S2 e S3. Estas se
a)
I
os
oe
Fig. 4.5 Característica de saída
4.3.2
-
0=1|Q
O
entre S, e S4
Q
i
da comutação entre S
sempre ocorre com a corrente
circuito equivalente desta
comutação é mostrado na
,
Iop
E/2
e S4
de carga fazendo parte
Fig. 4.6.
Durante esta comutação as tensões nos capacitores C, e C4 evoluem de maneira
4.
coNvi‹:RsoR n,zvs›r-*WM
com nois c.A.c
linear,
4_8
o instante
até
O
em
que
vC,,(t)
torna-se igual a zero (E/2) e vC,(t) atinge o valor de E/2 (zero).
tempo de duração desta comutação
Azcl-4 _-
é obtido pela seguinte equação:
-_--2C'E/2
(43)
Iqp+1máxla2
Para garantir que a comutação se realize sob tensão nula,
for igual a zero,
em um tempo máximo
pré-estabelecido dado por
mesmo quando
Atc,_4,
a corrente
Iop
a corrente Immaz deve
ser:
Ê-
Iwmz CE
(44)
cl-4
b)
Comutação
entre S2 e S3:
Primeiramente, discutir-se-á a respeito da necessidade da indutância L, no circuito. Após
provar-se a importância deste elemento, será estabelecido
um procedimento para definição
de seu
valor.
Como passo inicial,
supor-se-á a não-existência de
L,.
Conforme mostra Fig.
4.7,
quando
o capacitor C3 começa a se descarregar Sua tensão torna-se menor do que E/2, impondo o
bloqueio de
DH
e
Dn
e a entrada
em condução
de D,4 e DÚ.
A
corrente disponível no nó a para
realizar o carregamento/descarregamento dos capacitores é (Im-Iop).
Se IM, for menor que
IGP,
a
corrente resultante tem sinal oposto ao desejado, impedindo que se realize comutação sob tensão
zero. Portanto, para
que haja a possibilidade de
necessário que Imma, seja maior do que
Iop,
tal
comutação, quando L, não etá presente, é
o que se traduz
em
grandes perdas de condução nas
chaves.
4.
coNvERsoR TL-zvs-PWM coM nois
c.A.c
4,9
E:/4
I
Oi
ë
Pio
DJ
Ã
|~
¡
a
0 UJ
E/4
Fig. 4.7
IOF'
T
b
+
Á
‹|---
-il---‹l-
T
Comutação sem indutor de ressonância
E/2
Se for de interesse que a corrente máxima através da chave não seja muito maior do que
máxima da carga,
a corrente
faz-se mister incluir
E/4
E/4
I
no
a corrente Imám, deverá ser menor que
circuito
8
um
C2
T
+
_
I
a
"'
0
L.r¬
--_-I
IU*
-I-_
Fig. 4.8 Circuito equivalente
O
tensões deve então estar concluída no instante
em
-Immal, pois neste instante a corrente disponível no
=
(lap +ImúzL‹z1)
\=
-+-
T
da comutação entre S,
caso crítico desta comutação ocorre quando
inn)
Nestas circunstâncias,
indutor ressonante (Fig. 4.8).
Irna>-<L.a1
C3
Iopmáx.
Iop
é igual a
e
E/2
S3
Immm.
A
transição das
que a corrente no indutor L, atinge o valor
nó a
é nula. Sabendo-se que:
(45 )
'°°S “rt "lmúztzzi
e
Vc2(:)
Fazendo
em
(4.5),
(46)
Zr'(I‹›p+I›mizL‹z1)'Se"“)rÍ
iL,(tc)=-Imma, e Iop=ImáXLa,,
Então, substituindo
em que
tc=tempo
final
de comutação
bem
sucedida.
tem-se
`Imâ.zL‹z1
4.
Z
CONVERSOR TIrZVS-PWM COM DOIS C.A.C
: 2ImúzLzz1'°°S°°rt
`ImózLzz1
›
(47)
10
portanto
w¿=%
Substituindo-se o valor de (4.7)
em
(4.6),
em
Imáxm que garante comutação sob tensão nula
para caso
pode se calcular o valor de
toda faixa de carga
E
E
5SZr'2Im¿xLaI
4.4
critico,
Imáxlalz -Ã-Z-
PROJETO EXEMPLO
-
Foi realizado
um projeto, no
qual os principais elementos de circuitos foram calculados
a partir das seguintes especificações:
Potência de Saída
I)
P°=1,s1<w
Tensão de Saída
I)
V°=óov
Tensão de Entrada
:>
Ezóoov
Freqüência de Chaveamento
Z>
fS=1oo1‹Hz
Z)
Def=o,ó
:>
MOSFET
Razão Cíclica
efetiva
Máxima
Chaves Semicondutoras
4.4.1
-
Corrente
Máxima
Io.,
de Saída no Primário
A corrente Im, é calculada em função da relação de transformação nt, adotada
n,,=3, tem-se:
IOp Z
P.,
nu -Vo
10,
4
CONVERSOR TL-ZVS-PWM COM DOIS C.A.C
= 1,s1‹W
3-óov
= s,3A
Fazendo se
4.4.2
-
lndutância Ressonante Lr
Estipulando que a
máxima redução de
razão cíclica
A
pennitida seja de 20%, a partir
de (4.l) pode-se estabelecer que:
A E = 0,2-6ooV
L<
'
sfs 1op s-1oo1‹Hz-s,3A
O valor escolhido foi
4.4.3
-
L,<18p.H
de l6uH.
Corrente Máxima no lndutor Auxiliar
A
corrente
máxima no
admitindo-se que o tempo
La,
indutor auxiliar de comutação é calculada a partir de (4.4),
máximo de comutação
I""““2 =
CE
seja igual a 300ns, assim:
:5oopF-õoov
soon.:
Azcmáx
[mhz = 1,0A
A capacitância C representa a capacitância de saída do MOSFET de valor igual a 500pF.
4.4.4
-
lndutância Auxiliar de Comutação La,
O valor do
indutor Luz auxiliar de comutação é calculado por:
L:
“Z
E
1ó-Ima,-15;
Luz
4.4.5
-
4
= 375
óooV
16-1,4-1oo/«Hz
pH
Corrente Máxima no lndutor LM
A corrente
(4.9),
:
máxima no
indutor auxiliar de comutação é calculada a partir da equação
assim
coNvERsoR Tifzvs-PWM coM Dois
c.A.(:
4. l 2
Imú.›zL‹z1
E
2
_L_
4.
gõoov
=
4.
2~C
IÕUH
2 -500pF
Imma, z 1,19A
4.4.6
-
Indutância Auxiliar de Comutação L,,
O valor do
indutor auxiliar de comutação é calculado por:
L1<
“
E
16 -Imma, -1;
:
óoov
16 -1,19A -1ookHz
La¡<315|.1H
O valor adotado para este indutor
em uma
4.5
-
corrente
máxima de 1,67A
e
uma
auxiliar foi de
225uH, resultando, em conseqüência,
corrente eficaz de O,96A.
RESULTADOS DE SIMULAÇÃO
Foram
realizadas várias simulações do conversor
em
estudo, a fim de observar o
princípio de operação do conversor e verificar a validade das expressões matemáticas obtidas.
Os
resultados de simulação do conversor
TL-ZVS-PWM com
plena carga (I0p=8,3A, V0=6OV). Estes são mostrados na Fig. 4.9 para
que corresponde a
um
atraso 9/(os
dois CAC's, operando a
uma razão
cíclica
de 0,78,
aproximadamente igual a 3,9us (f,=lO0kHz). Foi considerado
na simulação que as impedâncias de condução de todas as chaves semicondutoras são
assim
4
como também o
(oNvEnsoR
Ti
-zvs-PWM
iguais,
são suas impedâncias de bloqueio.
coM Dois ‹:.A.c
4_ 13
400
400
VH1
300
vN2(V)
300
(Vl
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\\
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0.20
0.15
0.10
xao'4
0.05
OO
4.9a Tensão dreno-fonte e corrente de
dreno do
MOSFET M,
-300
0.00
t (sl
0.20
0.15
0.10
D 05
mo*
4.9b Tensão dreno-fonte e corrente de
MOSFET M2
dreno do
200
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vau
vLa 1
(V)
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0.20
0.15
4.9c Tensão Vab e corrente no indutor
IL,
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0.00
0.40
0.05
Tensão
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no indutor La,
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-
-200
-100
-300
-200
0.00
0.05
0.10
x1o"
z (5)
0.20
0.15
4.9e Tensão e corrente no indutor La,
CONVERSOR TL-ZVS-PWM COM DOIS
C.A.C
A
-400
0.00
0.05
›4.9f
0.104
X10
0.15
2 ts)
(LEO
Tensão e corrente em D,
4.14
- ÍvDr1+vDr'4) (V)
aan
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Hs
0.15
0.10
xio'4
0.20
`
dio dos
4.9g Tensao retificada e corrente nos
do conversor com 2 CA C 's operando a plena carga
Fig. 4.9 Resultados de simulação
Os
resultados de simulação do conversor
vazio (Iop=0), são mostradas na Fig. 4.10, para
atraso 9/cos
aproximadamente
igual a
TL-ZVS-PWM com
uma
dois
CAC s,
operando a
razão cíclica de 0,2, correspondendo a
ps (fs=100kHZ).
1
400
vM1(V)
30°
D,, e Dn,
VH2
300
(Vl
200
200
1
,
,
100
,
1
,
0
.. __._.__
1
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1
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_ Go
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z ¡5)
0.20
4.10a Tensao dreno fonte e corrente de
dreno do MOSFE T ,
M
4.
I'
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SMEHOO (A)
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1
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100
CONVERSOR 'l`L-ZVS-PWM COM DOIS (I.1\.C
-200
0.00
0.05
t Is
O 10
xio'4
0 15
0 20
4.10b Tensão dreno fonte e corienle de
dreno do
MOSFET M2
4
um
400 Y
200
vLa1
Vau N)
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4.1 Oc
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4.10e Tensão e corrente no indutor La]
- (vD|'1+vDr'4)
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0.20
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0.10
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0.05
4.1 Of
400
300
z
0
0.00
0.20
0 15
,
,
,z
4.10d Tensão e corrente no indutor La,
e corrente ILr
o
_
f
,
.
z
0 00
zoo
o
~
z
-200-
(V)
0.15
tlsl
0.20
Tensão e corrente no diodo Dc,
100
O
-100
0.00
V
_
0.05
_
0.10
x1o'^
_
O X5
iDr4u30
SDI'
(A)
1×30(AI
._
€ (S)
0.20
4.10g Tensão Retificada e corrente nos
diodos DH e DM
Fig. 4.10 Resultados de simulação do conversor com 2 CAC's operando a vazio
4.
coNvERsoR n.-zvs-x>wM com nms
c.A.c
4.16
4.6
-
RESULTADOS EXPERIMENTAIS
O
TL-ZVS-PWM com
conversor
implementado com sucesso em
Na
laboratório.
O
especificando os principais componentes.
dispersão do transformador (4uH)
dois
somada
auxiliares
circuitos
comutação
de
Fig. 4.lI mostra-se o estágio
foi
de potência,
indutor ressonante é constituído pela indutância de
a
um
indutor externo (l2pH).
Os
Cs!
Rs
U
U
ZÊÍH-
22spH
Lz1
Êafm
-30/7
Ca2¬_'
E-ao/7
is/|›a_J
^PT5°"°
,Q
12uH
APTÊOÍÊ/15
__]
Rb
z2R
cb
surf
N
220uF
M4
D1
MuRc44o
APT5o4o
Dez
MUR-140
E/2
Dr1
soov
Dl
MuR154o
`
555,21
JTc,
mou;
%R°
Dr2
4tzH
MuR154o
R5
E/2
300V
Lf
^6'1"H'
Cs
Ds
Fig. 4.11 Protótipo
Nas
implementado em laboratório
figuras 4.12 a 4.17 são apresentadas as fotografias tiradas das principais grandezas
dos circuitos, para
uma
razão cíclica efetiva de aproximadamente igual a 0,6
,
com
o circuito
operando a plena carga (Vo=60V, P0=l5O0W).
Fig. 4.12
4.
Tensão dreno-fonte e corrente do M()S1*`Ev7l
E.s'calus:1 00 V/di v, I O/1/‹1'1'v, 2 ,us/a'iv
coNvERsoR 'rr.-zvs-Pwm com Dois
‹.'.z\.c
M para 1,,p~8,3A.
,
4. l 7
t
1
l
1
lfig.
4.13 Tensão drenofonte e corrente
a'o M()S1‹`1:`1`M¿,
para
Inf 48,3/1.
liscalas: 10()V/div, 1()Aidiv, 2¡,1s/div
17 ig.
4.14 Tensão
vab e
corrente
Escalas:
i,_,
no indutor ressonante a plena carga.
1 001/idiv, l()A/div, 2p.s'/'a'iv
IEIIHM
h,ÚIlIflV
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4.15 Tensão
vab e
(ON\ TRQOR
TI 7\‹9 P\\
M ( OM DON (
/\
(
--
'
-‹
um
_.
corrente no indutor auxiliar La, a plena carga.
Escalas:
4
._
1001//a'iv, (),5A./div, 2,us/div
4.18
l
Fig.
4.16 Tensão
va,,
e corrente
l§.s'cala.\:.'
As
no indutor auxiliar
cíclica de
a plena carga.
1001/, div, (),5Afdiv, 2,u.s'/div
fotografias apresentadas nas Fig. 4.17 a 4.19,
sem carga, com uma razão
LM
aproximadamente
mostram uma situação do conversor
0,2.
Nestas condições, a corrente que
circula pelo indutor L, é a corrente de magnetização do transformador.
til:
~
:fui
Fig. 4.17 Tensão dreno-fonte e corrente
do M()SFl:`7` M, para
Escalas: lO()Vdiv, (),5A~dív,
4.
‹f‹›Nvr.nson
rifzvs-PWM
com
nois
‹'.A.‹'
íííll
l¿,~()/1.
2,u.sv~div
4.
l
9
l
Fig. 4.18
Tensão drenoçfon/e e corrente do
EScala.S'.' I0()V~a'iv,
Fig. 4.19
Tensão
va,,
e corrente
Escalas:
A
ÍL,
M()SFE T M2 para
10'
1A«'div, 2,uS/a'1`v
no indutor de ressonância para
1 001//div,
OA.
10
()A.
1()0mA‹“div, 2,us/'div
Fig. 4.20 ilustra a característica de saída
do conversor. Nesta se apresentam algumas
medidas experimentais da tensão de saída em funçao da corrente de carga, para
três diferentes
valores de razão cíclica. Salienta-se que a relação de transformação efetiva medida foi de 2,75.
4.
cowvnnsou
ri,-zvs-|=\vM
com nois c.z\.c
4.20
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Vo (V)
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PWM com
.`.Xin-0.5
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J-
5
O
.
.
,
10
15
20
Io (A)
Fig. 4.21 está representada a curva da eficiência
dois circuitos auxiliares de comutação
tensão de saída constante de 60 Volts.
em
25
TL-ZVS-PWM com
do conversor
Fig. 4.20 Característica de saída
Na
XÊ
p
.
eo-
X
..
Í
40_.
...:
×'o=o‹7
.
2
CAC
's
medida do conversor TL-ZVS-
função da corrente de carga, para
uma
O conversor implementado apresentou uma eficiência
de
aproximadamente 90,5% a plena carga.
lu:
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_
25
Fig. 4.21 Eficiência versus corrente de carga
4.
coNvERsoR
'ri,zvs-i›wM
com Dois ‹:.z\.c
4.21
4.7
-
CONCLUSÃO
Foi introduzido
um
conversor
TL-ZVS-PWM com
dois circuitos auxiliares de
comutação, que garantem comutação sob zero de tensão a todas chaves de potência,
independentemente da carga e do fato de a estrutura ser isolada ou não-isolada.
palavras, independentemente da impedância associada
Para o conversor operar adequadamente
Shift"
(modulação por deslocamento de
foi
fase), pois
em
série
com o
outras
indutor de ressonância.
necessário implementar o
o comando do tipo
Em
comando "Phase-
PWM implementado nos
protótipos dos capítulos anteriores não opera adequadamente para razão cíclicas menores que 0,5.
Os
resultados experimentais
dos conversores
TL-ZVS-PWM
mostram que
as características de saída são semelhantes ao
apresentados nos capítulos 2 e
3.
Conclui-se, portanto, que a
presença ou ausência dos circuitos auxiliares não as modifica sensivelmente. Por outro lado, a
eficiência
do conversor diminui com a inclusão de CAC's, devido ao aumento da energia reativa
circulante na estrutura, ocasionado
um aumento
das perdas de condução.
A eficiência medida a
plena carga foi de 90,5 0Á»
4.
coNvr~:RsoR Trfzvs-'PWM
com Dois c.A.c
4_22
CAPÍTULQ
5
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS ZVS-PWM
PARALELO RESSONANTE
5.1
-
INTRODUÇÃO
Nos últimos
anos, tem sido de grande interesse o estudo dos conversores ressonantes
devido a seus atributos,
tais
como:
alta freqüência
e peso, Interferência Eletromagnética
de operação,
pequeno volume
(EMI) reduzida. Tais conversores podem operar
abaixo quanto acima da freqüência de ressonância.
comum, para
alta eficiência,
O
método de controle precursor
tanto
e
mais
regular a tensão de saída destas estruturas, é pela variação da freqüência de
chaveamento. Quando projetados para operar
em
freqüências sub-ressonantes, a freqüência de
trabalho diminui à medida que se atende a cargas mais leves. Isto resulta
em um aumento do
tamanho dos componentes annazenadores de energia, além dos problemas associados ao
"snubber"
RC
(dissipativo) [32] e aos indutores limitadores de di/dt.
operam acima da ressonância, eliminam a necessidade de snubber
Por outro lado, quando
e de indutores limitadores.
Entretanto, a freqüência de chaveamento necessária para cargas leves é muito alta, incorrendo
um aumento
em
das perdas no núcleo e acarretando problemas adicionais no projeto do circuito de
controle.
Tem
havido, por partes de pesquisadores e engenheiros envolvidos no assunto,
um
esforço constante para contornar os problemas de controle de freqüência associados aos
5.
CONVERSOR TL-ZVS-PVVM-PR
5
,
1
conversores ressonantes {7l ,72,73,74].
Algumas das soluções encontradas
de pulso
nas entradas [75], 2) a utilização de inversores ressonantes modulados por
(PWM)
deslocamento
o uso de "choppers" modulados por largura
são: 1)
de
fase
("Phase-Shifted")
[29,88,81,84,91,92], 4) a utilização de modulação
controle do tipo
modo
[88,89,90].
O
em
freqüência e
de
PWM
técnicas
[7l], 5)
PWM
o uso de
[88].
discussão e comparação de diferentes conversores pode ser encontrada
conversor "Full-Bridge" paralelo ressonante, operando
constante, foi pormenorizadamente analisado e estudado
O
emprego
de corrente [87] e 6) a adaptação de capacitor e indutor variável
Uma detalhada
em
o
3)
[76,77],
objetivo deste capítulo é propor
um
em
com
freqüência
[29,30,80].
conversor paralelo ressonante operando
com
freqüência fixa e
com comutações ZVS. Primeiramente far-se-á um
estudo e analise da estrutura,
estabelecendo-se
um procedimento
dos resultados experimentais
de projeto,
e finalmente, através
das simulações e de laboratório será verificada a validade da análise.
5.2
5.2.1
DESCRIÇÃO Do CIRCUITQ E PRINCÍPIO DE oPERAÇÃo
-
-
Descrição do Circuito
Está representado na Fig. 5.1 o estágio de potência do conversor três níveis
ZVS-PWM
paralelo ressonante, que é composto pelos seguintes elementos principais:
-›
Chaves Semicondutoras principais
-_›
Diodos
C3, C3, C3, C4
-›
Capacitores
L, e Cr
-›
Elementos do tanque ressonante
Dc, e DÇ3
_›
Diodos grampeadores
S3, S3, S3, S4
D3, D3, D3,
D4
Tr
5.
CONVERSOR TL~ZVS-PWM-PR
¬
em
paralelo
em
com
paralelo
as chaves
com
as chaves
Transformador de isolação e adequação de tensão
5 2
Lf e Cf
-›
Indutor e capacitor do
Ro
-›
Resistência de carga.
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Ro
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DCE
á34:__C4
F1`g.5.1.
-
retificadores de saida
-›
si
5.2.2
Diodos
Dn, D,2
E2
Conversor TL-Z VS-P VWVI Paralelo Ressonante proposto.
Princípios de Operação
O conversor em estudo apresenta quatro modos de operação.
de operação,
diferentes
tais
como
Dependendo das condições
freqüência de chaveamento, largura de pulso e corrente de carga,
modos de operação do conversor TL-ZVS-PWM-PR podem
operação representa
uma seqüência única de condução
podem ser divididos em
Cada modo de
dos dispositivos, resultando
formas de ondas. Os modos de operação do conversor
freqüência de ressonância,
ocorrer.
em
diferentes
TL-ZVS-PWM-PR, operando acima da
dissipativos e não-dissipativos de acordo
com
o tipo de comutação das chaves semicondutoras.
5.2.3
-
5.2.3.1
Operação no Modo Contínuo
-
I
Princípios de Funcionamento e Etapa de Operação
Durante
um
semiperíodo de chaveamento ocorrem seis etapas de operação. Os circuitos
equivalentes destas etapas são mostradas na Fig. 5.1.
5.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
A
operação do conversor é descrita
como
A operação do conversor é descrita como
equivalentes destas etapas são mostradas na Fig. 5.1.
segue:
a) Primeira Etapa:
No
(to, tl)
instante
tl,
a corrente no indutor ressonante
chaves semicondutores
Sl e S2
conduzem
a corrente
evoluem de forma ressonante. Esta etapa termina no
Sl é
bloqueada,
il,(tl)=Il e vCl(tl)=Vl.
Há
il,(tl,)
il,(t).
instante
=
A
tl,
O e a tensão
tensão
vC,(t)
vc,(tll)
=
-VC0.
e a corrente
As
il,(t)
quando a chave semicondutora
a transferência de energia da fonte superior para o
tanque ressonante e para a carga.
b)
Segunda Etapa:
(tl, t2)
Esta etapa é de comutação entre Sl e Dcl.
capacitores Cl e (C3+C4)
de (C¿l+Cl).
assumem
a corrente
em condução
c) Terceira Etapa:
tl
a tensão
Em tz, quando
vcl(t2)=E/2, o diodo de
=
0.
Os
grampeam ento
concluindo a etapa de comutação.
(t2,t3)
val,
a zero volts.
A polaridade
da tensão
que os diodos retificadores de saída D,3 e DF, estão conduzindo a corrente da carga.
transferência de energia do tanque ressonante para a carga. Esta etapa finaliza
no capacitor de ressonância
5.
vC,(tl)
que resulta na carga de Cl e descarga parcial
Esta é a etapa de grampeamento da tensão
é tal
instante
A presença de capacitores associados à energia annazenada no indutor L, garantem
a comutação entre Sl e Dol sob tensão nula.
Del entra
il,(t),
No
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
vc,
Há
a
quando a tensão
vC,(t3)=0.
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5.2g Sétima Etapa
Fig.5.2 Etapas do conversor operando no
5.
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5.2e Quinta Etapa
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5.2c Terceira Etapa
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Primeira Etapa
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Dcl
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sz
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E2
Modo
I
5.5
d) Quarta Etapa:
Inicia
(t3,t4)
após a tensão no capacitor ressonante
ter
sua polaridade invertida, fazendo
que haja a comutação entre os diodos retificadores de saida D,,-DF, e
mesmo modo que
com
D,,-D,2. Esta etapa,
do
a terceira, é de grampeamento da tensão e de transferência de potência do
tanque ressonante para a carga.
e)
Quinta Etapa:
(t4,t5)
No instante
e a corrente
iL,(t)
tensão vC2(t5)
f)
=
Sexta Etapa:
t4
a chave semicondutora S2 é bloqueada. Durante esta etapa a tensão
evoluem de forma ressonante.
A
comutação termina no instante
ts
vC,(t)
quando a
E/2, e por conseguinte, as tensões vC3(t5) e vC4(t5) são iguais a zero volts.
(t5,t6)
No instante ts os diodos D3 e D4 entram em
condução e assumem a corrente
iL,(t).
Nesta
etapa ocorre a transferência de energia do tanque ressonante para a carga e para a fonte de
entrada inferior. Esta termina quando a corrente
iLr(t6)
=
0.
regime permanente, as próximas etapas de operação são simétricas às mostradas na
Fig. 5.2.
As
principais formas de ondas, sinais de
semicondutoras do
5.
Modo
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
Contínuo
I
comando
e o período de
condução das chaves
são apresentadas na Fig. 5.3.
5
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A
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Fig.5.3.
5.2.4
-
5.2.4.1
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V
Principais
Operação no Modo Contínuo
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V'
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«gy
Formas de Onda do Modo
I.
II
Princípios de Funcionamento e Etapas de Operação
Durante
um semi-período de chaveamento ocorrem seis etapas de operação. Os circuitos
equivalentes das etapas são apresentados na Fig. 5.4.
A operação do conversor é descrita como
segue:
a) Primeira Etapa:
No
(t0',t¡)
instante
to
a corrente no indutor ressonante
chaves semicondutoras S, e S2 conduzem a corrente
i.L,(t0)=0
iL,(t).
A
e a tensão vC,(t0)
=
-VC0.
tensão no capacitor ressonante e
corrente no indutor ressonante evoluem de forma ressonante. Esta etapa termina no instante
quando a tensão
tl,
vC,(t,)=0.
Há a transferência
de energia da fonte de alimentação de entrada superior para 0 tanque
ressonante, e deste para a carga.
5.
As
CONVERSOR TL-ZVS-P\VM-PR
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5.4e Sexta Etapa
Fig.5.4 Etapas do conversor operando no Modo II.
5.
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b)
Segunda Etapa:
A
(t,,t2)
após a tensão no capacitor ressonante
comutação entre os diodos
ter
sua polaridade invertida, ocorrerá a
retificadores de saída D,3-Dr., e D,,-D,2.
A
transferência de energia
ocorre de maneira semelhante à primeira etapa.
c) Terceira Etapa:
Esta é
instante
tz
(t2,t3)
uma
etapa de comutação
a tensão vC,(t2)=0.
Os
entre os dispositivos semicondutores Si e
capacitores C, e (C3+C4)
na carga de C, e descarga parcial de (C3+C,).
assumem
A presença de
armazenada no indutor L, garantem a comutação entre
a corrente
iL,(t),
Sl e Dc,
sob tensão nula.
Em
capacitor de ressonância é conforme mostra a Fig.5.4.d, fazendo
DH
t3,
quando
iL,(t).
(t3,t4)
Esta é a et.apa de grampeamento da tensão vab a zero volts.
de saída
resultando
capacitores associados à energia
a tensão vC1(t3)=E/2, o diodo de grampeamento Dc, está apto a conduzir a corrente
d) Quarta Etapa:
DC, No
e D,2 se polarizem,
A polaridade da tensão no
com que
os diodos retificadores
conduzindo a corrente da carga. Nesta etapa ocorre a
transferência de energia amiazenada no tanque ressonante para a carga.
e)
Quinta Etapa:
No
e a corrente
instante
iL,(t)
quando a tensão
5.
(t4,t5)
t4
a chave semicondutora S2 é bloqueada. Durante esta etapa a tensão vC,(t)
evoluem de forma ressonante. Esta etapa de comutação termina no
vc2(t5)
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
= E/2
e as tensões vC¡(t5) e vC2(t5) são nulas.
instante
ts
f)
Sexta Etapa:
(t5,t6)
No instante t5 os diodos D3 e D4 entram em
condução, assumindo a corrente
iLr(t).
Nesta
ocorre a transferência de energia do tanque ressonante para a carga e para a fonte de alimentação
inferior.
Esta termina no instante
Em
quando a corrente
tô
regime permanente, as próxiinas etapas de operação são simétricas às descritas
anteriormente.
As
II
comando
principais formas de ondas, sinais de
chaves semicondutoras para o conversor
Contínuo
iL,(t6)=O.
TL-ZVS-PWM
e o período de condução das
paralelo ressonante operando no
são apresentadas na Fig.5.5.
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Fig.5.5 Etapas do
5.2.5
Modo
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Conversor operando do
Modo
[I
III
Princípio de Funcionamento e Etapa de Operação
No Modo Contínuo III ocorrem sete etapas de operação a cada semiperíodo, as quais são
5.
CONVERSOR TL‹ZVS-PVVM-PR
5 10
.
descritas a seguir.
Os
circuitos equivalentes de cada
uma
destas etapas estão representados na
Fig.5.6.
a) Primeira Etapa:
No
(t0,t,)
instante
to,
tem-se
iL,(t0)=-IO e vC,(t0)
=
-V0.
forma ressonante, esta última flui, através dos diodos D,
As grandezas
e D2,
em
vC,(t) e iL,(t)
evoluem de
direção à fonte de alimentação
superior. Caracterizando a presente etapa pela transferência de energia
do tanque ressonante para
carga e para a fonte de alimentação.
b)
Segunda Etapa:
(t,,t2)
Esta etapa inicia no instante
quando a corrente
tl,
bloqueiam-se naturalmente e as chaves semicondutoras
A corrente iL,(t) e a tensão vC,(t) evoluem
S, e S2
iL,(t¡)=0.
Os diodos D,
e
passam a conduzir a corrente
D2
iL,(t).
de forma semelhante à do primeiro estágio, havendo,
porém, transferência de energia da fonte de alimentação para o tanque ressonante, e deste para
a carga. Esta etapa termina no instante
c) Terceira Etapa:
Quando
menor do que
tz,
quando a tensão
(t2,t3)
a tensão vC,(t) atinge zero volts, no instante
a corrente de carga
Iop,
fluindo através de D,3
Há transferência
tz,
a magnitude da corrente
iL,(t)
(I(,p+iL,)/2
fluindo através de
DH e Dá, e corrente (lop-
e D,4.
de energia da fonte de entrada para o indutor de ressonância, o que se
traduz pelo crescimento linear de ih, até atingir o valor da corrente de carga, no instante
s.
coNvERsoR Tlfzvs-r>wM-PR
é
permitindo que todos os diodos retificadores de saída
conduzam ao mesmo tempo, com a corrente
iL,)/2,
vC,(t2)=0.
t3.
5_1
1
d) Quarta Etapa:
(t3,t4)
Após a corrente
em condução
D,, e D,,.
iL,(t)
ter
Também
alcançado a magnitude da corrente de carga,
IGP,
são colocados
neste ponto o capacitor ressonante inicia a ser carregado. Esta
etapa caracteriza-se pela transferência de energia da fonte de entrada superior para o tanque
ressonante, e deste para a carga.
e)
Quinta Etapa:
(t4,t5)
Esta etapa é reservada à comutação da chave semicondutora
bloqueio no instante
Os capacitores C
t4.
de C, e descarga parcial de (C3+C4).
no. indutores L,, garante a
1
e (C3+C4)
assumem
Sl,
a corrente
iL,(t),
resultando na carga
A presença dos capacitores, associado à energia armazenada
comutação entre
Sl e DCI
sob tensão nula.
No instante ts, quando vC,(t5)
=
E/2, a tensão sobre Dc, é nula, estando este componente apto a entrar
Í)
Sexta Etapa:
Esta é
a qual recebe ordem de
em
condução.
(t5,t6)
uma
etapa de grampeamento da tensão vab
grarnpeamento conduz a corrente do indutor ressonante
iL,(t).
em
zero volts.
O
diodo de
Ocorre transferência de energia do
tanque ressonante para a carga.
5.
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Modo
III
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g) Sétima Etapa:
No
e a corrente
(t6,t7)
instante
iL,(t)
t6
a chave semicondutora S2 é bloqueada. Durante esta etapa a tensão
evoluem de forma ressonante, mas devida
ser
muito pequeno o intervalo de
operação desta etapa (em relação ao período de chaveamento), a tensão
podem
A
ser consideradas constantes.
vC2(t5)=E/2 e as tensões vc3(t5) e
Em
vC.,(t5)
vC,(t)
vC,(t) e
comutação termina no instante
t7,
a corrente
iL,(t)
quando a tensão
são nulas.
regime permanente, as próximas etapas de operação são simétricas às descritas
anteriormente.
As
principais formas de onda, sinais de
comando
e os períodos de
chaves semicondutoras para o conversor TL-ZVS-PWM-PR operando no
condução das
Modo Contínuo III, são
apresentadas na Fig.5 .7.
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Formas de Onda do Modo
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5.2.6
-
Operação no Modo Contínuo IV
de Funcionamento e Etapas de Operação
5.2.6.1 - Princípios
No Modo
um
de Operação IV, é possível definir-se cinco etapas distintas durante
semiperíodo. Tais etapas encontram-se representadas na Fig.5.8 e são descritas.
a) Primeira Etapa:
(t0,t¡)
No instante to, a corrente no indutor ressonante iL,(t0)=-IO e a tensão no capacitor vC,(t)=0_
Os diodos
retificadores de saída
(IOF-ih)/2.
A corrente
b)
Segunda Etapa:
i,_,(t)
DH
conduzem
e D,2
(I,p+iL,)/2 e
os diodos
Dó
e D,4
conduzem
cresce de maneira linear.
(t¡,t¡,_)
Esta etapa inicia no instante
tl,
quando a corrente
iL,(t,)=0.
Os diodos Dl
D2
e
bloqueiam-se naturalmente e as chaves semicondutoras S, e S2 passam a conduzir a corrente iL,(t).
A corrente
iL,(t)
continua a crescer linearmente.
c) Terceira Etapa: (t2,t3)
No
instante
tz,
a chave semicondutora S, é bloqueada.
carregar e os capacitores (C34-C4) a se descarregarem.
com
A presença
capacitor C,
começa a
dos capacitores
as chaves semicondutoras e da energia armazenada no indutor ressonante
comutação entre
a entrar
s.
O
em
S, e Dc,
sob tensão nula.
O final
em
se
paralelo
garante a
desta etapa é definido pela habilitação de
DH
condução. Isto ocorre quando vc1(t3)=E/2, e conseqüentemente, vD,¡(t3)=0.
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Modo IV
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d) Quarta Etapa:
(t3,t4)
Este é a etapa de grampeamento da tensão vab
conduz a corrente de ressonância
e)
Quinta Etapa:
iL,(t)
em
roda
em
zero volts.
O diodo de grampeamento
livre.
(t4,t5)
No instante
t4,
a chave semicondutora S2 é bloqueada.
A corrente ÍL, começa a carregar
o capacitor C, e descarregar C, e C4. Esta etapa de comutação finaliza no instante
tensão vc2(t5)=E/2 e as tensões vC3(t5) e
Neste
modo de
TL-ZVS-PWM-PR
Como
sempre
em
se
retificador de saída.
são nulas.
e os períodos
operando no
pode observar na
zero volts.
Modo
figura, neste
de condução de cada chave semicondutora do
Contínuo IV são apresentadas na Fig.5.9.
modo
de operação a tensão no capacitor Cr está
Em outras palavras, o capacitor de ressonância está curto-circuitado
pelo
A amplitude da corrente no indutor ÍL, nunca atinge o nível da corrente
saída (carga) e o indutor Lr está se carregando ou descarregando linearrnente.
ressonante ocorre e
quando a
operação não há transferência de energia para a carga. As principais
formas de onda, sinais de comando
conversor
vC,,(t5)
ts,
nenhuma
tensão de saída é gerada.
Na
realidade, este
de
Nenhuma ação
modo de operação
somente existe momentaneamente, quando a corrente do indutor do filtro Lf está se descarregando
através da ponte retificadora e da carga. Este
modo
de operação não ocorre
em regime
permanente.
5.
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Conversor operando do
Modo IV
ESTUDO ANALÍTICO
As técnicas de análise utilizando o plano de fase foram empregadas
caracterização do comportamento
modos de
com
sucesso nas
em regime permanente e transitório de conversores ressonantes.
Nesta seção, várias trajetórias de equilibrio do conversor
diferentes
[7]
operação, são construídas.
TL-ZVS-PWM-PR,
As evoluções do conversor
caracterizando
são claramente
retratadas pelo plano de fase.
Para simplificar a análise, as seguintes condições são assumidas:
pode
5.
1.
Todos os
2.
O
3.
O filtro de saída é grande o suficiente, de tal modo que a corrente de saída
dispositivos semicondutores são ideais.
fator de qualidade
do tanque ressonante é
ser considerada constante durante vários ciclos de
infinito.
chaveamento.
5 .l 8
coNvERsoR TL-zvs-PwM-1>R
I
5.3.1
-
Modos Topológicos
Um
ciclo
do conversor
TL-ZVS-PWM
Paralelo Ressonante é composto de
seqüência de circuitos lineares, cada qual correspondendo a
particular.
PWM
Dez seqüências configuradas
um
intervalo de
chaveamento
possíveis foram identificadas para o conversor
TL-ZVS-
Paralelo Ressonante, conforme se apresenta na Fig.5.l0. Esses circuitos são aqui
representados
como modos topológicos do
conversor.
Uma trajetória de estado de equilíbrio (uma
operação
em regime permanente) é constituída por um número determinado
em uma
seqüência particular.
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Io
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Cv-
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Fig. 5. 1 0 Modos
circuitos representados por
Io
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Lr-
CONVERSOR TL-ZVS~PWM-PR
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Cr
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Io
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Io
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equações diferenciais:
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Lv-
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MTS
de modos topológicos
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L.z-
5.
uma
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Topológicos
modos topológicos podem
ser descritos pelas seguintes
-
para os
modos
MT1, MT2, MT3, MT4, MTS
topológicos
e
MT6.
.
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Lrí
+ Vcr = Ve
Cí
dvCr =
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onde
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para MT2, MT4 e MTS
+10
para MT1, MT3 e MT6
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para MT1 e MT2
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para MT5 e MT6
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para os
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Ve =
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modos
topológícos
MT
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MT7, MT8, MT9
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MT10.
(53)
(5 4)
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Resolvendo~se as equações diferenciais (5.l) e (5.2) para
-
z¡,(t)
vC,(t)
= -Is +
(Is+I,_o) cos(co,t)
+
= Ve + (Ve-VC0) cos(‹o,t) +
Onde
Z, é a impedância característica e
L,C,, definidas respectivamente por:
Z' :
5
coNvERsoR TL-zvs-PWM-PR
í
L,
C'
e
Ve_VCo
--2--
t>t0,
tem-se
sen(cz›,t)
Z,(Irs+I¡_0)sen(co,t)
co,
é a freqüência angular
(nr
:
(5.5)
(5.6)
do tanque ressonante
1
__.__í.._
VLI Cr
5.20
IU, e
VC0 são os valores
iniciais
da corrente do indutor L, e da tensão do capacitor
C,.
Resolvendo-se as equações diferenciais (53) e (5.4) para t>to, tem-se
z,,‹z)
=
=
vC,(z)
As
+
0
IM
(57)
(5.s)
.
correntes e tensões do circuito são normalizadas
E/2Z, e a base de tensão E/2, respectivamente.
A
com
respeito à base de corrente
base de freqüência é a freqüência de
ressonância con assim a freqüência de chaveamento nonnalizada é a razão entre a freqüência de
chaveamento
"n"
por
como
I
5.3.2
'q II
-
e
e a de ressonância, designada
como 03,". As grandezas norinalizadas apresentam um
subscrito, exceto a tensão e a corrente de saída normalizadas
I
'p II
que serão representadas
,respectivamente
Plano de Fase
O plano de fase de uma trajetória de equilíbrio é representado por uma linha (contorno)
fechada, sendo simétrica
com
respeito à origem. Este é construído a partir de
modos topológicos para uma determinada condição de operação do
equilíbrio representam
uma operação em regime permanente e podem
o comportamento do conversor
5.3.2.1
-
Plano de Fase do
TL-ZVS-PWM
Modo Contínuo
circuito.
uma
As
seqüência de
trajetórias
de
ser usadas para caracterizar
paralelo ressonante.
I
Conhecendo-se as seqüências de operação do
circuito e as
equações que regem cada uma
das seqüências (modos topológicos), pode-se construir o plano de fase.
5.
coNvERsoR TL-zvs-i>wM-PR
5.2 l
||_m^
MTB
I2
H
Mrs
l\\\
"\
`I
‹`
,f
\`
×
`-RB
1
ã
R5 I
\
9 `\\
u-` 1,`\
`
_--^1‹
`< o
,
<.<
'ca
_.
_-×
o conversor
f
R12
R12 = (-V1 Ró2 = Vf
+
Rô
p
R52
R5
= 1, +
= VÊ +
= I2 -
1)2
+
(Il
(11
+ p)2
(10
-z››2
:|
Mm
MT5
Plano de Fase do Conversor no
Modo Contínuo I
Fig.5.11, pode-se retirar as expressões que definem analiticamente
TL-ZVS-PWM-PR
= (-Vo - 1)2 + (-1,
5.
×
H
Fig. 5.11
,
\/
_,
MTE
plano de fase
\/'\.'
R1..-'
IO
Do
\
operando no
modo
contínuo
I.
+p)2
+ p)2
p
coSI5 = 1
-_-é----(Il
+ I°)2 + (V°_ V1)2
(5.9)
2Rf
I1+p
°“Y=T
ó
cos(oc) = lí)-I;-sí
í
<I>=I5
ñ
`
5.
msn
1
_ Y + p + a
CÚNVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
1
5.22
onde
mm
¢
=
=
03
_s
"A
.
e a frequencla angular normallzada de chaveamento,
.
.
(of
0)
_'9
.
e o angulo de
.
comando
(OS
5.3.2.2
-
Plano de Fase do
PWM normallzado.
.
Modo Contínuo
Il
Conhecendo-se as seqüências de operação do
uma
circuito e as
equações que regem cada
das seqüências (modos topológicos), pode-se construir 0 plano de fase.
rm
'I-mt
ms
¡'
`
"\
`.
WV
I'
'.
v
\
.
VH'
I"
.
¬
.
I
\`
r
\
\
`
`\
\
`
.
.
Ú
K
\_¶\ R5,,f
,»
.ri
\.‹
,-¬
`\
`,
,
.
..
H
»
.
»
\
›
*_
1
-V2
-V0
×
\
z
-f
p'
.-
,
f\_/' g;
MT1
›R2
.
Vcm
'
1'-B__(.::×
__ÊÍ»-"""
um
-IO
WB
Il
.|2
Fig. 5.12.
Plano de fase do Conversor no
Do plano de fase da Fig.5.l2
o conversor
s.
MT3
modo Contínuo
II
pode-se chegar às expressões que definem analiticamente
TL-ZVS-PWM-PR, operando no Modo Contínuo
cowvnnson TL-zvs-PWM-PR
II.
5 _23
'R12 = (-V0 -
1)2 + (-10
R12
=1+(11+p)2
R22
= (V2 ~ 1)* +
=
R2
+
1
‹1,
+p)2
-
pf
J'
VÊ
-pf
(11
R52 = vã + ao
-pf
M=ü+@-W
<cos[3=1coSY =
z‹›s<‹›z›
1
=
-
I°)2
J"
_______(I1
(5.10)
2Rf
-í-a
_ I2)2 +
V22
:mf
1
-
__í.___('°
` '92
` '92 +
(V°
2123
‹I>=B+Y
l._=Y+B+a
`(°')sn
5.3.2.3
-
Plano de Fase do
Modo Contínuo
III
Conhecendo-se as seqüências de operação do
uma
circuito e as
das seqüências (Modos topológicos) ,pode-se construir o plano de fase.
ILHIA
fm
mz,
.__`__"`
'.a",z'
c5'2Í - › - - - - - - - »
Mn H
.vo
_ `
X
41
rm
- - - - - - - -- - - -
-
-Ê'-(----II:-«
cz
MÍ4
.v2
É
›
VU"
` `
“me
__________ -'
41
Fig. 5.13
5.
equações que regem cada
CONVERSOR TL‹ZVS-PWM-PR
''''' 'd
ms
_ _
_ _ _
_-¢‹
ci
TJ
4;
Plano de fase do Conversor no modo Contínuo IU
4
A
do plano de fase da Fig.5.13 pode~se deduzir as expressões que definem
paüir
analiticamente o conversor
'R12 = (-Vo -
1)2 + (-10
R12
=1+(I1+p)2
R22
= (V2 _
R2
=
TL-ZVS-PWM-PR
D2
+
(12
operando no
Modo
contínuo
III.
Assim,
+p)2
` p)2
1
R52 = V5 +
(10
-p)2
M=fi+@-W
w
2
V2
1 + 1°)2+
0
cos[5 =1-í_---(1
i
c0S(Y) =
ZRI
(5.11)
cosazl-~
2ü
R2
(1
-1)2
+
(V
- V,)2
‹b=B+Y
õ=p-Il
_=Y+fi+Õ+0¿
TE
\wsn
5.3.2.4
-
Plano de Fase do
Modo Contínuo IV
A pa11ir das etapas de operação do
modos
circuito e das
equações de cada
um
topológicos, pode-se constmir o plano de fase do conversor operando no
dos diferentes
modo
contínuo
IV.
5.
coNvERsoR Tuzvs-PWM-PR
5.25
|Lrn
MT1 O
\
IO
MTS
I-
VCrn
MT7
MT9
Fig.5.14.
/‹
-IO
Plano de fase do conversor operando no modo contínuo
As equações que definem completamente
‹1>
este
modo
I
V
de operação são:
= õ
‹5.12›
õ z 210
...L : õ +
a
'
(ÚSII
5.3.3
-
Regiões de Fronteira e de Operação
A
tabela 5.1 resume as seqüências de
operação, ou seja,
I,II,III
topológicos para todos os
Modos de Operação
Modos de Operação
e suas Seqüências.
Seqüência
-
Modos Topológicos
I
MTI-MT6-MTS-MT4-MT5-MT6
II
MTI -MT2-MT5-MT4-MT3~M'I`6
III
MT!-MT7-MT2-MTS-MT4-MT8-MT3-MT6
IV
MT7-MTIO-MT8-MT9
coNvERsoR rrfzvs-PWM-PR
modos de
e IV.
Tabela 5.1
s.
modos
5 _2 6
Através de estudos e simulações do conversor
modo
quatro regiões no
uma
de operação contínuo e
TL-ZVS-PWM-PR
foram encontradas
região onde o conversor não opera sob
comutação ZVS, à qual denominou-se zona proibida. Essa zona proibida
encontrada quando conversor opera
com
freqüência
035,,
menor que
1,2.
somente será
As equações que definem
as regiões de fronteira serão apresentadas nas seções que seguem.
5.3.3.1 -
Regiões de Fronteira entre os
Modos
I
e II
A partir das equações (5.9) e (5.10), e fazendo-se I,=I2 e y=0, obtêm-se as equações da
fronteira entre os
'R12 = (-V0 -
R52 = VÊ
=
Il
cosa =
4
1)2
+ (-10
e
I
II.
+p)2
=1+(11+p)2
R12
R5
modos de operação contínua
-
1
-p)2
+ (10
p
-
+ 1
2
+ V2
(1
_1_~2)T-i°-
(s.13)
2R1
-12
c0S(a)=1-~
2RÍ
V2
1
¢=I3
__7L=|3+0z
~
(08%
5.3.3.2
-
Região de Fronteira entre os Modos
A
partir das
fronteira entre os
5.
equações (5.10) e
(5.I'l), e
modos de operação contínua
coNvEnsoR nfzvs-P\vM.PR
II e III
II
e
fazendo-se I¡=p, obtêm-se as equações da
III.
5 .27
ffi=vn-W+e¿wW
R12=1+4p2
14%-W+@-W
R5*
R5=
VÍ+(I2-1›)2
cosfl =
t
cosy
-py
= vã +(10
1
~
=1-
cos(‹x) =
1
Lg-Li
1
2
V2
(5.14)
2
2R1
V2
-
__-í--%°
_ V2)2
_ I2)2 +
(V°
¢=B+Y
2%
l=Y+p+a
_wsn
5.3.3.3
Região de Fronteira entre os Modos
-
A partir
fronteira entre os
d)
III e
IV
das equações (5.11) e ou (5.12), e fazendo-se I0=p, obtêm-se as equações da
modos de operação contínua
III e
IV.
= õ
ow)
õzzp
L
= õ +
oz
.
(OSII
5.3.3.4.
Região de Fronteira entre
Modo
I
e
Zona Proibida
Quando o conversor opera em freqüência de chaveamento próxima da freqüência de
ressonância (<1,2) o projetista deve ter conhecimento dos limites dessa zona para que o conversor
5.
CONVERSOR TL-ZVS-PVVM-PR
5
possa operar adequadamente, sem perder a característica de comutação sob tensão nula.
A partir das equações (5.9) e fazendo-se
os
v
modos de operação contínuo
R12 z (-V0 -
1)2
+
R6
p
= 12 +
= I2
(1,
+ p)2
pf
-p
cos[5 = 1 ~
{
+
zona proibida.
p2
vã +
1252 =
R5
(11
e
obtêm-se as equações da fronteira entre
+p2
1212 z (-V, - 1)2 +
R62 = V3
I
I0=0,
If + (V0- V1)2
-_--2__
--p
Il
cosy =
(5.1ó)
21a,
+
Rô
cos(1r-oz) = -B-
R5
¢=l3
._l.=Y+B-1-(X
(0371
~
5.3.3.5
-
Região de Fronteira entre
Modo
II e
Zona Proibida
A partir das equações (5.l0) e fazendo-se I0=0, obtêm-se as equações da fronteira entre
os
5.
modos de operação contínuo
CONVERSOR TL‹ZVS-PWM-PR
II
e
zona proibida.
5.29
R12
‹-V, -
R12
+
1›2 +
+
(I,
P2
12)”
R22=1+(1,~p)2
R22
= (V2 - 1)” +
1252 =
VÊ
+p2
R52
(1,
-pf
=
_
_
cos[5 - 1
,
cosY =
cosa
-
1
(12
_
11)”
+ V3
+
If
Vê
*_2-
(5.l7)
2R,
__-a
-H
_ 102 +
V3
2Rš
=1-
¢=D+Y
+0/°_
V92
2123
_.1£-.='Y-{-B-Ç›a
.
msn
A
partir das expressões obtidas
conversor
TL-ZVS-PWM-PR
Fig. 5.15.
Nas
podem-se representar
do
as regiões de operação
operando acima da freqüência de ressonância, conforme mostra a
figuras, as regiões de
operação aparecem
como função da
razão cíclica 9 e da
corrente normalizada de carga p, para três diferentes freqüências angulares normalizadas de
chaveamento
msn.
Uma linha pontilhada usada na figura para definir a fronteira entre o modo de
condução contínua
e a
zona proibida, na qual o conversor deixa de operar, pois há a perda de
comutação das chaves sob tensão
nula.
A
zona proibida deixa de
angular nonnalizada de chaveamento toma-se maior que
5.
coNvERsoR Tlfzvs-PWM-PR
existir
quando a freqüência
1.2.
5 3O
_
leu
0
150
|
I
1301
I
I
-
_
-
su
/
,
/
J z /7
Mooo 4
, P'mrzz|
tlz
ils
tl.4
¡
¡
¡
100
_
_
50
-
-
MODO 1
~
M0004
`
un
1
us
|
as
msn
1
1
|
I
|
~
~
l
~
=1,3
0
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0.8
p
l
1
_
Iv
I1r
`
C)
1
|
M_
-
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M
1
p
l
Mono 4
U2
Ú-9
0-150”
°-8
-
0
l
05
MODO 3
_
¡
l
l
P
-
|
M
l
03
b)wsn=1.z
MODO 1
Ú
MODO3
¡
-
Mono 2
50
-
l2
mu
IÚU
_
150
lx
P
ils
a)o›S,.=1_1
150
¡
|
'Íona
ou
0
|
MODO2
Mono 1
z
z'
'
|
MODO 3
M0002
100
Ú
1
I
1.05
2
I
4
fr
T
s
_
l
1,
¡
in
B
L
4
na
12
(Dan
is
iv
6)
Fig.5.15 Regiões de operação do conversor TL-ZVS-PWM`-PR.
5.3.4
-
Característica de Saída
A tensão média normalizada de saída, q, foi calculada para as freqüências coSn=1,2 e 1,3,
como uma função do ângulo 9
(razão cíclica), e está apresentada na Fig.5.16.
representada-se a corrente média normalizada de saída, p,
1,3 e 2,0.
Conhecer a
em
função do ângulo
característica de saída é importante para projetar
9,
Na
Fig.5.l7
para coSn=1,2,
o conversor.
A tensão média no capacitor ressonante é igual a tensão média na carga, que é calculada
a partir das seguintes equações:
5.
coNvmsoR Tifzvs-PWM-PR
5 .3 l
a)
MODO
I:
q =
B
+
1r
C
+A)
= fg/ (R¡coswt-1)dwt+fB`B/(Rlcoswt-1) = Rlsenfi'-R1sen(B'-B)-B
°
°
C
=
A
=ƒ0a R5
(5.1s)
dcot = R6(1 - cosy)
Í" Rõsenwt
H-v
dcot = R5(1 - cosa)
senwt
onde
D, Z
b)
MODO
0084
1+V0
R1
II:
q=%‹B+C+A›
B
=
C
=
A
= ff/
(R,‹z‹›s‹.›z
fp'j_fl
(1
LÍW
-
-
1)d‹.›z
= R¡sezz¡s' - Rlsen(p'-p) -
_
_ sen(‹x /_ ‹x)}
R5 coswt dwt - R5{sen‹x
G 'G
D/ = cos-1 _1_
R1
MODO
(SM)
R2coswt)dwt = R2sen(Y'-Y) ~ Rzsen Y' + Y
onde
c)
rs
a/ = cos-1
É
R5
III:
Y/ = cos-1
1_V2
R2
-
‹z=l‹B+c+A›
0)
'IT
Nas
B
-_
C
=
A
=
9'
/
/_
(Rlooscot _ 1)dcot = Rlsenfi _ R1sen(B B) _ B
ffitp
ÍOY (I
fia
~
R5 coswt dcot = R5{senoz - sen(‹x'-a)}
figuras 5.16 e 5.17 estão representadas as características de saída do conversor,
tensão normalizada de saída
5 corvvrzrzson
~ c0scot)d‹ot =
- seny
Y
(510)
rrfzvs-PWM-PR
em
função do ângulo de controle e corrente normalizada de saída
5.32
em
função da tensão normalizada de saída
p=0.EI
1-3
1
1
1
1
1
1
~
1
P -0.0
0.2
Q
o‹
I5 -
1.2
q
1
1
1
1
1
1
1
0.2
1-
D4
os
05
0.0-
os
'
`
1
w
1
1
ao
o
/í
-
0.4
-
02
_
-
os-
U
O6
asow
1
su
eo
no
121:
a3°°=» ='~2
'
41
1
mo
:so
U
Fig.5.I 6 Característica de saída:
0.7
DAE
.
'-°
0
neo
1
zo
1:
1
1
zw
1
0= 1 0 0°
Q
1
1
-
xfifluo
9=9°
9=l20
-
o=11›°
oz
a=sn°
o=zo°
0.0
0.8
0.4
3)
mn D
_
|
0.2
-
#900
-
-
0
1
os
,,=50‹z
°
um
0
-10
_
0.4
0.5
1.0
1
1sn
9=l50°
na
0=l
1_
1
1111
0=18tI°
0=lZ0°
1
1
1211
1
1
1
q
0=150
L5
1.
um
tensão normalizada de saída q versus ângulo.
1
I
su
b)‹,›,,, =1.:‹1
1.2
Í-9
su
P
msn =1-2
qU›27
11
l
0
b) 01),"
1
I
I
0.5
0.4
0.2
=1.3
0.8
P
I
1
-
nzs
_
1an°
-
OZ
15
-
0.15
1211
11.1
-
I
-
°
9n°
0.115
-
79°
su
a=z
11
'
0
0.2
-
'
0.4
C) 035,.,
= 2,0
'
0.5
0.0
p
I
Fig.5.1 7 Característica de saída: corrente versus tensão de saída normalizada.
5.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
5.33
5.3.5
~
Cálculo dos Principais Parâmetros do Circuito
A
fronteiras,
5.3.5.1.
partir
do conhecimento das equações que regem cada etapa de operação e suas
podem-se calcular os principais parâmetros do conversor TL-ZVS-PWM-PR.
-Corrente Eficaz no Indutor Ressonante
A corrente eficaz no indutor ressonante, que está representada na Fig.
5.18, é calculada
~
a partir das seguintes equaçoes:
a)
MODO
I:
B
Im
-š(B
=
Ieflrn
= f"+;`p/
,_
--Y
+C
(R1coswt -
+A)
1)2dtot
(5.21)
lí
C
= fiz
(Rõsenwt -
A =j:
(R5 sencot + p)2d‹››t
onde
B' =
b)
MODO
p)2d‹z›t
2
cos*
35
R1
11;
B
=
C
=
A
=f°:/
1r+
fu;
f
-:(3
-
rem"
-
B
I
1=+Y-Y'
-“__
v
E-(1
I
+
C
+ A)
(Rlcosoât - 1)2dcot
'
(5_22)
2
(R2sen‹zot+p)dwt
(R5 senwt - p)2dwt
onde
s.
coNv1=.nsoR rifzvs-PWM-PR
5 .34
B' = cos`1
c)
MODO
-L
oz'
R1
V
-Ê
= cos*
Rs
1-V
cos* ---2
R2
III:
1%
=
ݒ;".(B
+1)
B
=
D
=
C
=
A
+ p)2dú›t
=L°f_a (R5 sencot
fo”, (p - R1senwt)2d‹z›t +
1
.
`f0*Kõ
J:
dl” + jzzf,
.
af,
_
(senwt +
D' =
+
c
+A)
IOB*/(Rlsenwt + p)2
(5-23
.
dll,
p)2d‹››t
/
onde
cos” -L
oc'
R1
K6
d)
Y' =
=
= cos*
V
-É
Y/ =
R5
1
,se
1120
-1
,se
I1<0
cos* 1-V2
MODO IV:
Izflf»
=
ms»
`B
1:
Ê; B
(í)2dwt}
f_Êg(wí)2dwt + fp
(
I"fl“"'
5
coNvERsoR T1,zvs-PWM-PR
z
íââ -l B 3 + 1 B
4
J n { 6
5.24)
zi
(ask
5.35
9
|
1
1
|
4
1
1
|
|
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'°'“f;
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5
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5
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4
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3.-
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_
1-D-0-8
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Í
Í
1.2
Í
I
1.3
1.4
1.5
L
1.5
|
|
Í
LU
1.7
1.9
I
07 sn
2
Fig.5.I 8 Corrente Eficaz Normalizada em L, versus com.
5.3.5.2
-
Corrente Máxima no Indutor Ressonante
A corrente máxima no indutor ressonante, que está representada na Fig. 5.19, é calculada
a panir das seguintes equações:
a)
MODO
I:
Immn
b)
MODO
Imáxu n
c)
MODO
(5.25)
II:
yfsfi
I2
,se
R5¬`P
Je Y/>%
=
2
Y/ = cos-1
1-V2
(5.26)
R2
III:
,Mn
s.
= I,
coNvERsoR Tlfzvs-i>wM-PR
I2
,se
ys-E
R5+P
,Se
Y>-
=
‹ 5.27 ›
vt
2
5 ,3 6
d)
Mono Iv;
-5
-
Ima.xLm
IZ
I
I
I
I
I
I
I
I
(s.2s)
Í3
I
4
Imáxlr
e=15n°
3)
_
9
`
s-
-
_
_
4
I
I
I
0=00
3
D4
-
com =1_2
U6
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D7
OG
10
_
P108
°
I
4
05 ll
'
[2
M
'
'
I
3
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'
1.5
1.5
U
'
'
[B
'
L?
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|
00 sn
Z
I
zu
I
ao
I
eo
I
I
eo
wo
I
no
I
No
iso
0
iso
b)
a)
Fig.5.I 9 Corrente Máxima Normalizada em L, vs.
-
I
I
D2
I
5.3.5.3
I
I
4
.7
2
I
|mâ×L‹,,
co,,,(a)
e vs. 9(b).
Tensão Máxima no Capacitor Ressonante
A tensão máxima no capacitor ressonante, que está representada na Fig. 5.20, é calcu lada
a partir das seguintes equações:
a)
MODO
I, II
e
III:
VmáxCr,|
b)
R5
,se cuzã-
R1-1
,se
=
Mono Iv;
VmáxCrn
5.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
E
a<í
: O
5.37
|
I
I
I
I
|
Í
3\
I
6.15017
Vmaxün
,
›
ø
›
o
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1
›
›,_¡,0
vfrláäcl n
0
as _
_
8
2'
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(bm =1,2
Ls-
01
_
¡
l
'
'
E
gt
05
os-
1
1
12
U
13
15
15
L1
Uw
18
00
‹
2
I
I
I
40
zg
50
gq
Máxima Normalizada em
Fig.5.20 Tensão
-
W
|
|zg
my
0
O
130
5)
0)
5.3.5.4
mg
Corrente Eficaz nas Chaves
A corrente eficaz nas
chaves
C,
vs. oJs,,(a)
e vs. 9(b).
Sl e S4
S, e S4,
que está representada na Fig. 5.21, é calculada a
partir das seguintes equações:
zz)
Mono
1z
I481,4 =
onde
B' =
b)
ms"
-_'
21r{
1:- 5//(R
f“_ 5
+V
cos* 1-_1
R1
/
1
Senü) z _
P)d (0 z
(5.3l
2
`
B” = sen*
}
L
R1
Mono nz
Iefsun
=
Q
-pff
_ p)2d‹››t +
J-“zw (R1sen‹út
- f+
fnzzúyí
v(R2sen‹›Jt + P)2dcot}
onde
B' =
C)
5.
cos*
-l-
R1
B” = sen`1-ll
R1
Y' =
cos*
(
5.32
1~V
--3
R2
Mono In;
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
5 .38
18,5%
B
_-
D
=
f0*Kõ
C
=
+
Icy (sencot
B/
fo
(p
I
-
Rlsenwtfdwt
.
.z
1,, dll,
onde
[3
d)
/=
cos
l¢fs1
z›.2
_
Í/
+ p)2
(533)
.
z¿, dll,
fo
p)2dwt
B
R1
= sen -1 _B_
1/
R1
MODO Iv;
rf
E
=
,b
T”
f02(cot)2dwt
msn
=
'ffw
›
+
+ C)
LB (Rlsenwt
+
i
-1
181.3”
5
`ä(B + D
(0
=
1
Iífiã Ê)
}
(s.34)
3
}
p=O O
1
1
I
a
I
l?
|»fs1,a,,
|
“
a-150
4,.
'
I
1
|
I
U,
02
I
`
U5
4
°'
w,.=12
os
a
-
ns`
2-
as
IO
Ill
_
I
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uz
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I
I
IZ
I3
U
I
I
I
I5
I
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I
l7
I
18
4
I
I
19
Íflnn
2
U
|
zg
U
4)
W
|
5.3.5.5
-
I
un
I
|z)
|
U)
|
um
0
H;
Eficaz Normalizada em SM
vs.
035,,
(a) e vs. 6(b).
Corrente Média nos Diodos D,, D2, D3 e D4
A
corrente média nos diodos D,, D2, D3 e D4, que está representada na Fig. 5.22, é
calculada a panir das seguintes equaçoes:
5.
|
b)
a)
Fig.5.21 Corrente
W
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
'
5.39
a)
MODO
I, II
e
III:
Imdnun
_B//
(1)
=
5%
onde
fn"+B_B,(R1senwt
R1
b) MODO IV:
Imdpmn
=
(0
I
o
2
(s.3ó)
= “sn
[32
'í
5;
I
|
I
I
|
|
"`°'°
|o1,4.,
0.5
R1
2-:f_£ wt dcot
¡»zzân1,4,,
05
(5-35)
Â
B” = sen*
cos* -1-ti
B/ =
- p)d‹z›t
-
-
0.2
-
UI
(om =1,2
oa
-
04
0.5
uz
1 .O
0.7
0.8
00
I
217
Fig.5.22
5.3.5.6
`
-
40
B0
B0
100
I
120
J
180
I
Ill
0
180
Corrente Média Normalizada nos
versus 9.
diodos
DM
Corrente Média nos Diodos Grampeadores
Dd
e Dc,
A corrente média nos diodos grampeadores Dc, e Dez, que está representada na Fig. 5.23,
é calculada a partir das seguintes equações:
a)
MODO
I:
Imdpcmn
É
= wsn
Imdmlyzn
5.
coNvr:RsoR TL-zvs-PWM-PR
0
a(R5coso›t + p)d‹z›t +
gw
fi
(Rúsencot - p)dcot
2
= msn
+ Rssenoc + Róseny -2í{poc
(5.37)
py}
5.40
b)
Mono 11 e 111;
_
¡medDc¡,2n
=
L°;ía(R5cos‹››r +
p)dwt}
(5.3s)
=
ImedDcI,2"
(0
_ Rgcosal + R5c0S(a_a/)}
onde
C)
E
= cos*
oz'
Rs
MODO IV:
1mzz1D¢1,2,, =
1medDcI,2,¡ =
“-5
I
I
-E
2” fp
í°¿~.
2 ,E
I
'min
|
t›
11
‹››
Í3
°“
2
B1.
2 WS"
I
dQ r
(559)
É
_
2
I
1
I
00
-
-
0.5
wsn =
~
na
1-2
~
-
oa\.
uz
\
_
\
'*
na
or-
'
-
,
\
_
`
0
I
o
zu
I
ao
I
I
so
ao
I
wo
1
120
I
mo
r
rsu
8
um
Média dos Diodos
Grampeadores DCM vs. 9.
Fig. 5.23 Corrente
5.3.5.7
-
Corrente Eficaz nas Chaves S2
A
e S,
corrente eficaz nas chaves S2 e S3, que está representada na Fig. 5.24, é calculada a
partir das seguintes equações:
a)
5
MODO
I:
convmzson TL-zvs-PWM-PR
5_41
B
lim + c + A)
Y
C
=
A
=f0a (R5
2
É
cos*
+ p)2dwt
senwt
1+V
-1
B” = sen*
R1
MODO nz
law"
(s.40)
2
(Rósencot - p) dcot
fu
onde
B/ =
ll
= f"'¡Í” (Rlcoswt - p)2dcot
""*
Tí
b)
w
=
Iejmn
0)
=
'ias
ll
+
C
L
R1
+ A)
-B”
B
-_
C
= f"+Í_Y/ (Rzsencot + p)2d‹››t
A
=fa/_a (R5
_ 1)2dwt
Lip/ (Rlcoswt
(5_41)
11-Y
G/
-
senwt
2
p) dwt
onde
B' =
cos*
Ç)
B”
-1-
R1
MODO
=
Â
sen*
R1
V
-2
= cos*
Rs
Y/ =
cos*
1-V
--2
R2
111;
1zfs2,3,, z
fig;
2”
D
+
+
_
C
+A)
I/
B
= fo”, (p - R1sencot)2d‹zot +
°(R1sen‹z›t + p)2
fo
D
=
C
=
A
5
oz'
coNvERsoR Tuzvs-PWM-PR
,i
K5
fo
ÍOY
_
_
lã, dll,
+ Lpzf, dll,
_
_
(s.42)
(senwt + p)2dcot
.
I
=L':_u (R5
senwt
+ p)2do›t
5.42
ó)
Mono Ivz
Ie¡52,3,,
.L
_5
Q
=
B2d‹z)t}
f02(wl)2d‹ot +
(5.43)
15
wn
=
Iefszysn
â
|
"E5
I
|
1
B3 +
|
[32
Z
1
|
|
0,
na
lz1sz,a,,
won
¡_
035,,
os
=1,2
U7
°5”
0
na
1o
I
0
20
I
(IJ
I
I
60
BIJ
F1`g.5.24 Corrente
Chaves
5.3.5.8
-
I
100
I
I
HU
180
0
130
Eficaz Normalizada nas
S”
versus
Corrente de Bloqueio da Chave
SM e Sm
A
SM
corrente de bloqueio da chave
I
120
9.
e S23, que está representada
na
Fig. 5 .25, é
calculada a partir das seguintes equações:
a)
MODO
1;
= Ró°°SY _
P
= Rscosoz +
Iblosm”
p
_- Rssenoz / +
p
Iz›zús1,4,,
b)
MODO II e
III:
Ib¡0S¡,4n
_ R5sen(oz 1 ~‹x) +
Iblosmn
5.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
(s.44)
(5.45)
p
5.43
c)
MODO IV:
Iàz‹›s1,4,,
I1zz‹›s2,s,,
=
=
%
(5.46)
'Ê
não O
n=0-0
3-7
1
|
â
1
|
u
|
O2
|
1
|
ú
1
|
|
|
r
0.2
lm‹zs1,4,,
|u|úsz,3,,
3
.
3.1
U4
0.4
-
3
2'
-
0.5
05
o.s
05
2-
`o.1
D,
oa
10
0.9
1°
-
1-
0
l
Ú
ZU
l
l
ÃÚ
l
30
50
IÚÚ
l
120
l
HU
l
ISÚ
0
_
,_
ou
lw
'
20
w
'
Fig.5.25
¡
ma
'
H]
'
¡w
0
mn
Cor. de Bloqueio Normalizadas versus 9
a) nas chaves
b)
-
'
um
ao
9)
b)
5.3.6
¡
'
so
nas chaves
SM
SH
Análise das Comutaçoes
Na análise das comutações das chaves semicondutoras principais, inicialmente, assume-se
que a corrente do indutor ressonante não varia durante o pequeno intervalo de comutação. Assim
sendo, deve-se conhecer o valor da corrente no indutor ressonante nas comutações de S¡ para Dc,
(bloqueio de S1) e nas comutações de S2 para S3 (bloqueio de
realizem
com
sucesso,
i.
é,
S2).
Para que essas comutações se
para que a energia annazenada no indutor ressonante seja suficiente
para carregar e descarregar os capacitores de comutação, o valor da corrente
em
todas as
situações de operação existentes deve ser maior que a corrente mínima, dada por:
Imfn =
s.
coNvERsoR TL-zvs-PwM-PR
E
___
2
1,5C
i..._
Lr
5.44
Através da corrente de bloqueio das chaves
podem
(5.46),
SM
se traçar as curvas das correntes de bloqueio de
de controle e da freqüência
cos",
v
¡
¡
¡
¡
¡
SM
conforme mostram as F ig.5.26a e
-f
¡
IMDS1 4 Il
e S23 dadas pelas equações de (5.44) a
¡
I
¡
b,
S2);
função do ângulo
respectivamente.
I
I
em
I
l
I
I
Im 0 sz 3 ||
,
"
w
I
I
e
'
#150”
°
6=150°
._
9
._
5
_
5
_
,I
_
¡
_
u
z
p~O.B
1.05
-
,
_
p-0.8
L3
Ll
U
L5
7
LE
0)
l.
_
m Q"
lZ
105 L]
,_
_
13
l.4
em SL/a)
Í
L5
LS
5)
~
de Bloqueio
1
.ó
i
Fig.5.26 Cor.
5.4
-
e S¿,(b)
em função da freqüência
com,
L7
19
para 9 =
principais
componentes e parâmetros do conversor
150”.
TL-ZVS-PWM-PR
calculados e definidos a partir das equações e ábacos obtidos na seção anterior.
obtidos serão utilizados para a simulação e para a realização de
5.
m "I2
PROJETO-EXEMPLO
Os
As
l.9
um protótipo com
Os
serão
valores
saida isolada.
especificações iniciais do conversor são:
=
kW
-
Potência nominal de saida
:>
P0
-
Tensão de entrada
:>
E = 600 V
-
Tensão de saida
:>
V0 = 60
-
Freqüência de chaveamento
:>
fs
coNvERsoR TL-zvs-PWM-PR
1,2
V
= 100 kHz
5 .4 5
5.4.1
-
Freqüência de Chaveamento Normalizada com
Para a escolha da freqüência de chaveamento normalizada, alguns pontos serão
observados, entre
eles:
energia armazenada no tanque ressonante, comutação
máxima nas chaves semicondutoras
de operação de carga, corrente eficaz e
Adotando-se 9
=
ZVS em toda faixa
principais.
l50° para operação a plena carga e conhecendo-se as equações do
conversor, pode se calcular numericamente a tensão de saída no primário, q,
freqüência normalizada
As curvas
com.
5
Nl
\K
1
1
f
ô-1so°
õ
4 Eu ll
lp
a\
2-
0.
Fig.5.27
A relação
função da
referentes a esta situação são mostradas na Fig.5.27.
‹
q
em
,,_
ü
mm
Tensão de saída em função de
de transformação pode ser determinada a
""
_
-
-
g
ç
_
z
com.
partir
da seguinte relação:
E
qzv
Na Fi g.5.28 é mostrada a relação de transformação em função da freqüência normalizada
com.
s.
coNvERsoR rr,zvs-PwM-r>R
5.46
1°
1
|
1
1
I
I
|
nv
a ,_ 150
8_
0
_
5-
_.
4
p=0.B
_?
-
2
0
.s
12
Ll
-
4
.¬Lz 4=~«~
U
|
|
1.05
5
1.3
1.5
«~+.
W
1.7
1.3
_¡_.
LB
L9
mm
2
Fig.5.28 Relaçao de
transformação versus
freqüência (om.
A impedância do tanque ressonante em função da frequencla co
na Fig.5.29. Tal impedância
e apresentada
obtida a partir da seguinte relação:
foi
Zr
:P nn?E
0
zoo
I
I
I
p=-0.4
Z ÍII
0.5
0.6
0.7
isn
I
I
-uo-
0-150”
-ó-9-Ó-
0.5
100
50
0
1
v
1.05
í *¬13
1.2
I.l
Y
Í
'mo-Q
Í
l.5
1.4
f
win
Ls
Fig.5.29 Impedância do
tanque ressonante
versus freqüência com.
O indutor e o capacitor de ressonância podem ter seus valores determinados a partir das
expressões que seguem:
L
onde
5.
cosa
=
2.1c.}Ç
Í'
:
Z
0)
S71
S
C
I'
:
é a freqüência angular de chaveamento.
coNvERsoR 'rL~zvs-PWM-PR
i
w
Z (0 S
7'
5
47
Encontram-se desenhadas nas Fig.5_30 e 5.31, para algumas correntes de saida
normalizadas, a indutância L, e capacitância C,
`5
lU'lÚ
I
I
L, (H)
_;
VÊÍÊ
em
função da freqüência com
149-;
|
Í
cf
a-15o°
os -.-
|
0-l50°
_? -
a~1u
sw-s _
_
em-1_
no-5 -
-
_
m7-
-
M
o_1
-ó-
_.
I
(F)
-
"'10
1
I
me
M
DE
O5
um
_
il
ia
is'
14
ia
_
_
.
Fig.5.30 Indutância
wm
0
_
de Ressonância L,
"__
Lr
_§°'“
onde
Imâzu
A
'
1
IDS
energias do indutor e capacitor ressonantes
Eu
energia
estabelecida pela
máxima
=
ImâzLf,,
total
E
í
i
e
|
14
13
12
Ll
podem
Ecz
I
1.5
LS
C
ser determinadas por:
if"
Cr
_
“
Vmzzzcr
=
V31á.xCr
Vwcz"
E
armazenada nos elementos do tanque ressonante pode
soma das energias máximas nos
Ez =
Nas Fig.5.32,
J
w “I
Fig.5.31 Capacitância de Ressonância
versus com.
is
versus com.
As
0.4
m1_
zm
_
-5 -
Eu
ser
dois elementos.
+ Ecf
5.33 e 5.34 são apresentadas as energias
máximas no
indutor,
no capacitor
e total.
5.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
4
01
1
EU (J)
°-°°
0.05
0.04
p=Dd
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Fig.5.32 Energia
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1
1
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is
1
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1
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Máxima em
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1.5
ff
mw
C, versus
te
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1
1
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F
1
Fig. 5.33 Energia
L, versus (nm.
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1
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1
ECF (J)
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-
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ms
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ii
13
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Fig. 5.34 Energia
z
|
l
15
14
-
'
mw
is
z
Maxima no Tanque
1
Ressonante
vs.
com
.
Através da análise das faixas de comutação ZVS, realizada no item
que a freqüência com a ser escolhida deverá
uma
larga faixa de carga.
máxima
A
ser
maior que
1,2,
5.2,
pode se concluir
garantindo comutação
partir das Fig.5.32, Fig.5.33 e Fig.5.34,
ZVS
para
que mostram as energias
associadas aos elementos de ressonância, observa-se que é de interesse, no intuito de
minimizar perdas de condução, peso e volume, trabalhar
próximos da unidade. Considerando como
comutação
ZVS
e perdas de
com
restrições a operação
valores pequenos de com,
i.
é,
em uma larga faixa de carga com
condução mínimas, a freqüência com igual a
1,2
mostrou-se a mais
adequada.
s.
coNvr:nsoR ri,-zvs-PWM-PR
5.49
Adota-se p=0,7, pois, para esse valor, a energia
quando msn=l,2
A relação
V(Fig.5.34).
máxima
total
no tanque
é
mínima,
Deste modo, a partir da Fig.5. 16 (q *9), para 9=l50°, obtem-se q=0,6.
de transformação np pode então ser calculada por:
E
q--
-_
n,,
2Vo
600V
---
_
0,6
2
60V
nn = 3
A
impedância do tanque ressonante é calculada por:
Zr
:P
E
"ví
= 0,7
600V
Z, = 31,5 Q
Através do conhecimento da impedância do tanque
podem
se calcular a indutância e a
capacitância de ressonância.
L' =
c, =
5.5
-
SIM ULAÇÃO
De maneira
z
_,wm
WS
“S”
Z,‹‹›,
=
= (31,5n) 1,2 =
2 11 100.103
19
(31,5n)2
zz
100.103
ÕWH
= ó1zzF
Do CONVERSOR TL-zvs-PWM-PR
a verificar o princípio de operação e a validade das análises realizadas
anteriormente, simulações do conversor TL-ZVS-PWM-PR foram efetuadas utilizando o programa
PROSCES[43].
5.
coNvERsor‹ TL-zvs-PwM-PR
5 50
,
5.5.1
Modo de Operação
-
O
I
TL-ZVS-PWM
resultados de simulação para o conversor
modo
operando no
mostrados na Fig.5.35.
400
Ion
VIH
300
(Vl
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1
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I
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0.15
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5.35a Tensão Dreno-Fonte e Corren t e de
Dreno do
MOSFET M,
1
11111 1
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0.00
0.20
11
111111111
0
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0.15
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0,05
0.20
5 35b Tensão Dreno-Fonte e Corrente de
Dreno do MOSFET M2
.
400-
1001LrI30
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5.35c Tensão Vab e Corrente no Indutor
Ressonante
Ano-
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5 35d Tensão no Capacitor e Corrente no
Indutor Ressonante
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0.20
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0.05
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0.15
1.1111
0.20
5.35e Tensão e Corrente no Diodo de
5.35f Corrente e tensão no D,,
Grampeamemto Dc,
Fig.5.35 Resultados de Simulação do conversor TL-ZVS'-PWM-PR no Modo 1
S.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
I
são
5.5.2
Modo
-
Os
de Operação
II
resultados de Simulação do conversor
TL-ZVS-PWM-PR
operando no
Mo d o II são
mostrados na Fig.5.36.
400
400
vm (vn
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3 °°
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Dreno do
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5.36b Tensão Dreno-Fonte e Corrente de
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5.36d Tensao n o Capacitor e Corrente no
Indutor de Ressonância
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- (vDr l+vDr3) (V)
250
\
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5.36c Tensão Vab e Corrente no Indutor de
400-'
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0.05
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5.36e Tensão e Corrente no Diodo de
Grampeamemto Dc,
9
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iDr1u30 (A)
1:
00
-
0.05
0.10
x1o'4
0.15
0.20
ls)
5.36f Tensão e Corrente no D,,
Fig.5.36 Resultados de Simulação do conversor TL-ZVS-PWM-PR no MODO II
5.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
5.52
5.5.3
-
Modo de Operação
III
Os resultados de Simulação do conversor TL-ZVS-PWM-PR operando no Modo
III
A
mostrados na Fig.5.37.
400vn:
11
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1
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Dreno do MOSFE T M2
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Corrente no Indutor
Ressonante
Tensão
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Indutor Ressonante
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0.20
|
(I)
Tensão e Corrente no Diodo de
Grampeamemto
Dc,
Fig.5.37 Resultados de Simulação do
S.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-PR
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o
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o.os
\
-
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MODO
III.
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0.20
0.15
5.3 7f Tensão e Corrente
Conversor no
'
no
D
rl
são
5.5.4
-
Modo de Operação IV
Os resultados de Simulação do conversor TL-ZVS-PWM-PR operando no Modo IV
são
mostrados na Fig.5.38.
400
400
VM!
S00
(VI
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200
200
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0.20
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Dreno do
MOSFE T M
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Hu)
0.20
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5.38b Tensão Dreno-Fonte e Corrente de
MOSFE T M,
Dreno do
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Grampeamemto Dc,
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.
.
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¡I
0.20
III
5.38f Corrente e Tensão nos diodos
retificadores de saída
Fig.5.38 Resultados de Simulação do
S.
- (vn:-uvvril N)
0
Conversor no
Modo IV.
5.54
5.6
-
RESULTADOS EXPERIMENTAIS
A
partir
5.4 e dos resultados obtidos
do projeto-exemplo realizado na seção
simulação, foi implementado
em laboratório um
conversor
TL-ZVS-PWM-PR, com
em
as seguintes
especificações:
=
kW
Potência Nominal de Saída
:>
P0
Tensão de Entrada
:>
Tensão de Saída
:>
E = 600 V
V0 = 60 V
Freqüência de Chaveamento
:>
Indutância de Ressonância
D
= 100 kHz
L, = 56 pH
Capacitância de Ressonância
:>
C,
Os
1,2
f,
= 66 nF
valores calculados para o indutor e para o capacitor foram, respectivamente,
e 61nF. Entretanto,
em
virtude da indisponibilidade de capacitores
com
este valor comercial,
optou-se por utilizar o valor de 66nF, adequando-se a indutância para 56 pH.
representado o circuito de potência implementado,
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seus respectivos componentes.
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Fig.5.39 Circuito de potência do conversor TL-Z VS-PWM-PR
implementado.
Experimentalmente as formas de onda nos principais elementos do circuito foram
fotografadas, a plena carga (P,=1,2
kW, V°=60 V,
l0=20 A,
E=600
V e f,=l00 kHz),
conforme
mostrado nas Fig.5.40 a 5.44. Através da observação destas figuras confirmam-se os resultados
A
obtidos na
s.
análise teórica e simulação.
couvmson Trfzvs-1>wM-PR
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M
Fig 5 40 Tensão dreno-fonte
Corrente de dreno
M
¡
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(curva superior). Escala 100V/div
(curva inferior). Escala 5A/div
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III
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Fig 5 41 Tensao dreno-fonte M, (curva superior). Escala 100V/div
Corrente de dreno
M2
(curva inferior). Escala 5A/div
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Fig 5 42 Corrente no indutor ressonante. Escala 5A/div
Tensao no
5
CONVERSOR TL-ZVS PWM PR
capacitor ressonante. Escala 50V/div
5
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Fig. 5.43
Tensão entre os pontos "a" e
"b".
Escala: 100V/div
Corrente no indutor ressonante. Escala: 5A/div
I:EIIIII
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Iazêz---«tz
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Fig.5.44
«i-Q-_-›‹
.àz-_--.
Tensão no diodo retificador
t
_
D,2. Escala:
50V/div
Corrente no diodo retificador D,,. Escala: SA/div
As
curvas características de saída do conversor foram levantadas experimentalmente,
conforme mostra a Fig.5.45, para os ângulos de controle
(-)=60°,80°,100°.
A
fim de comparar,
foram também traçadas as curvas características teóricas (traço contínuo).
s
coNvERsoR Trfzvs PWM PR
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15
111
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Fig. 5.45 Característica de saída do
TL-ZVS-P WM-PR.
(A)
Conversor
A eficiência do conversor TL-ZVS-PWM-PR foi medida experimentalmente em função
uma tensão de
da corrente de carga, para
Fig.5.46.
O valor da eficiência medido
saída constante igual a 60 V, que está representada na
20A)
a plena carga (60V,
de 84,5%.
foi
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lo (A)
Fig.5.46 Curva da eficiência vs.
211
corrente de carga, para
V,,=60V.
5.
coNvERsoR T1,-zvs-r›wM-PR
5 .5 8
5.7
-
CONCLUSÃO
Foi mostrado que o conversor pode operar
desde a vazio até plena carga.
capacitores intrínsecos
podem
antiparalelo e capacitores
As
Nos
casos onde
ser aproveitados,
com comutação
MOSFET's
portanto,
sob zero de tensão (ZVS)
são empregados, seus diodos e
sem
em
necessitar de diodos
extemos ("snubbers").
regiões e seus
modos de operação foram completamente
identificados e definidos.
Várias características de saída foram calculadas e diversos ábacos foram gerados, objetivando
facilitar
o projeto do conversor.
Espera-se deste conversor
comutação.
Em
uma
eficiência elevada, devido às
algumas aplicações, onde a saída é do tipo
capacitor ressonante pode ser removido para o secundário.
retificador de saída
5.
podem
coNvERsoR rlfzvs-i>wM-PR
mínimas perdas de
alta tensão e
Como
baixa corrente, o
resultado, os "snubbers"
do
ser eliminados.
5 ,S 9
CAPÍTULO
ó
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS zvs-PWM SÉRIE
RESSONANTE COM UM CAC
6.1
-
INTRODUÇÃO
Várias topologias de conversor
CC-CC
[6, 7, 8, 9, 10, ll, 12]
foram propostas com O
fim de diminuir as perdas de chaveamento e reduzir os problemas de interferência
eletromagnética (EMI), realizando comutação sob tensão zero e/ou corrente zero.
em
tempo, é desejável operar
o peso dos transformadores e
Nos conversores
altas freqüências
filtros
Ao mesmo
de chaveamento, a fim de reduzir O tamanho e
dos conversores.
ressonantes modulados
em
freqüência, a tensão de saída é regulada
através do controle da freqüência de chaveamento, O que torna O projeto do filtro e do controle
uma
tarefa
mais complexa. Mais recentemente, algumas publicações
os conversores ressonantes
de
com
freqüência constante, conhecidos
modo grampeado ("Clamped-Mode"). Em
tensão é preferível àquela
em
[10] foi
zero de corrente,
[6, 7, 8, 9, 10]
como conversores
mencionado que a comutação
discutiram
ressonantes
em
zero de
pois possibilita minimizar as perdas de
comutação, incorporando no processo os elementos parasitas dos componentes. Isto resulta
melhor eficiência quando se opera
em
altas freqüências.
Neste capítulo é introduzido o conversor
õ.
CONVERSOR rI,zvs-PWM SÉRIE RESSONANTE
em
três níveis série ressonante
PWM "Clamped6_ 1
Mode", operando desde a vazio
até plena carga,
com comutação sob
zero de tensão (ZVS)
e
freqüência de chaveamento constante superior a freqüência de ressonância. São apresentados
estudos analíticos e experimentais,
bem como uma discussão
sobre O princípio de operação,
com
respeito aos parâmetros do circuito e à freqüência de chaveamento.
A
estrutura proposta apresenta característica de saída
como
fonte de corrente,
possibilitando curto-circuito na carga e paralelismo de conversores, dispensando circuitos de
controle complexos. Esta propriedade a torna adequada para certas aplicações industriais,
como
por exemplo, carregadores de bateria, solda elétrica e fontes de alimentação distribuídas. Seu
maior
atributo, entretanto, reside
na limitação da tensão sobre
as chaves semicondutoras à
metade
da tensão de entrada.
6.2
_
DESCRIÇÃO DO CIRCUITO E PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO
A
conversor
operação e O comando deste conversor são diferentes da operação e comando do
PWM dissipativo convencional. A tensão aplicada sobre o tanque ressonante não é uma
onda quadrada de freqüência
porção do ciclo grampeada
variável,
em
mas uma onda "quase-quadrada" de
três níveis,
com uma
zero Volt.
O controle é realizado pela modulação do intervalo de tempo em que a tensão de entrada
é aplicada ao tanque ressonante e à carga. Tal modulação é implementada, comandando-se de
modo
PWM
as chaves semicondutoras S,-S4, e acionando-se S2-S3 de
modo complementar
(defasadas de 180°) durante meio ciclo. Deste modo, são as chaves semicondutoras S,-S4 que
controlam o fluxo de potência entre a fonte de entrada e o conjunto tanque-carga.
6.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESSONANTE
circuito auxiliar, as chaves semicondutoras de potência
Devido à presença do
comutam
sob zero de tensão (ZVS) independentemente da carga. Já ao suprimir-se o circuito auxiliar (CalLel), esta
6.2.1
-
em condução
condição somente é observada
contínua.
Descrição do Circuito
O
conversor três níveis
ZVS-PWM
série ressonante
modo grampeado
proposto está
representado na Fig. 6.1.
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e C4), dispostos
em
série.
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Ro
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ressonante proposto
braço principal, formado por quatro chaves
quatro diodos (Dl, D2, D3 e D4) e quatro capacitores (Cl, C2, C3
Os diodos
um
c"`
TL-ZVS-PWM série
um
Dri
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conversor é constituído de
semicondutoras
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DCE
D4 C4
Fig. 6.1 Conversor
O
M
D2 °2
I_a1.
É*
Dt-:1
Del e DC2 são
denominados diodos grampeadores, pois ao
potencial nulo entre os pontos a e b (v,l,=O). Cal,
elementos que constituem o circuito auxiliar de comutação,
comutação não dissipativa
com
em
série
ein toda faixa de operação de carga. L, e C, são os
com
a carga
T, é o transfomiador de isolação.
componentes
O
fato de o tanque
dá origem à denominação "conversor
série ressonante".
O estágio de saída é form ado por um retificador Dll
capacitor de filtragem Cl e pelo resistor de carga Ro.
6.
e Lal são os
o propósito de garantir
principais de ressonância, indutor e capacitor ressonante, respectivamente.
ressonante estar
Cú
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESSONANTF,
e Dlz, pelo
6.2.2
-
Princípio de Operação
As
quatro chaves S,-S4 do conversor
comandados pelos
6.l, são
ilustrado
na
Fig. 6.2.
sinais
TL-ZVS-PWM
série ressonante,
mostrado na
de controle das respectivas chaves S,,S2,S3 e
¬Ú
Mediante o ajuste de
6,
ângulo de condução de
S4,
Fig.
conforme é
S1 e S4, estabelece-se
o
controle da tensão vab e conseqüentemente a tensão de saída.
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Comando P WM do conversor TL-Z VS-P WM série
ressonante
Dependendo das condições de operação do conversor, o conversor
ressonante pode operar
em
três diferentes
modos, a
Modos de condução
contínua, de
Cada modo de operação apresenta
diferentes
diferentes formas de ondas e requerimentos de
comutação
condução descontinua e de condução
crítica.
condições de condução, resultando
em
dos dispositivos, conforme
a Fig. 6.3.
ilustra
saber:
TL-ZVS-PWM série
Três etapas caracteriza os modos de condução contínua e descontínua. Duas delas (MT,
e
MT2)
consiste na transferência de energia para a carga. Durante a outra etapa (MT3), no
contínuo, há transferência de energia do tanque ressonante à carga e à fonte, ao passo
modo
em
que,
no modo descontínuo, não ocorre processamento de energia.
õ.
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Fig. 6.3
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A
sz
w
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Formas de onda
Contínuo e
b)
e
plano de fase: a)
Descontínuo
Modo
Modo
Para simplificar a análise e a descrição de operação as seguintes suposições são
assumidas:
a) as
resistência de
chaves semicondutoras são consideradas ideais com tempo de chaveamento e
condução nulos.
b) o fator de qualidade do tanque ressonante é infinito, isto
c)
o
filtro
de saída (capacitor) é grande o suficiente, de
possa ser considerada constante durante
um
é,
sem perdas.
modo que
a tensão de saída V0
período de chaveamento.
Um ciclo de operação do conversor TL-ZVS-PWM série ressonante é composto de uma
seqüência de circuitos lineares, cada qual correspondendo a
particular.
podem
um
intervalo de
chaveamento
Existem sete possíveis circuitos topológicos para o conversor em estudo, os quais
ser observados
na
Fig. 6.4.
Considera-se inicialmente o conversor operando no
modo
contínuo.
As
seis etapas
de
operação, incluindo os estágios de comutação, encontram-se representadas na Fig. 6.5. Tais etapas
são a seguir descritas para
õ.
um
semiciclo de operação.
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Fig. 6.4 Circuitos topológicos
a) Primeira Etapa: (t0,t¡)
Durante esta etapa a corrente do indutor ressonante ih circula através de
evoluindo de maneira senoidal (Fig. 6.5a).
A
corrente do indutor auxiliar
S¡, S2, D,, e D,2
flui
através de
S2.
Ocorre transferência de energia da fonte de entrada para a carga e para o tanque ressonante.
b)
Segunda Etapa:
(t,,t2)
Esta etapa inicia
e C4 (Fig. 6.5b).
em
A tensão vcl
t,,
quando
a chave S1 é bloqueada.
no capacitor C1 cresce desde zero Volts
VC4 decresce de E/2 Volts até zero Volts.
6.
A corrente ih flui
CONVERSOR TL-ZVS-P\VM SÉRIE RESSONANTE
através de C,
até E/2 Volts, e a tensão
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operação do conversor no TL-Z VS-P
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c) Terceira Etapa: (t3,t3)
Durante esta etapa,transfere-se para a carga
uma parte da energia acumulada no tanque.
A corrente do indutor ressonante, que decresce senoidalmente, dispõe de dois caminhos para fluir:
um
via
Dm
e outro via D4.
impedâncias dos mesmos.
A divisão da corrente entre estes dois caminhos se dá em
A
função das
corrente do indutor auxiliar continua a crescer linearmente até 0
final desta seqüência.
d) Quarta Etapa:
(t3,t4)
Esta etapa inicia no instante
a zero Volts.
t3,
quando
S3 é bloqueada
com
tensão praticamente igual
A tensão VC2 no capacitor C2 cresce de zero Volts a E/2 e a tensão VC3 no capacitor
C3 decresce de E/2 a zero Volts. Durante esta etapa a corrente no indutor auxiliar
considerada constante, por ser este muito maior que o indutor ressonante
Quinta Etapa:
e)
(t_,,t3)
DC, bloqueia-se naturalmente, enquanto a corrente
f)
é
L,.
Esta etapa inicia quando a tensão sobre a chave S3 torna-se igual a zero Volts.
im
im
i,_,
flui através dos diodos D3 e D4.
O
diodo
A corrente
decresce linearmente através de S3 ou D3.
Sexta Etapa:
(t5,t6)
Quando a
corrente no indutor ressonante iu atinge zero Ampéres, deixa de fluir através
de D,, e D,3 para circular através do par D,3-DM.
para o conversor tem sua polaridade invertida.
Em
conseqüência, a tensão de saida refletida
As chaves
S3 e S4
conduzem
a corrente
do indutor
ressonante, que tem forma senoidal.
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Formas de onda Teóricas no modo
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contínuo.
etapas referentes ao semiciclo subseqüente são simétricas às anteriormente descritas
Fig. 6.6 são apresentadas as formas de ondas teóricas para o
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contínuo do conversor TL-
série ressonante.
A seguir são descritas as etapas do conversor em estudo operando no modo descontínuo
durante
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semiciclo de operação, conforme a Fig. 6.7.
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b
Modo Descontínuo
E/2
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C2
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CP
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Fig. 6.71)
DCI
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7a Primeira Etapa
Modo Descontínuo
Fig.
52
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7d Quarta Etapa
Modo Descontínuo
6.
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Fig.
6.
E/2
:c4
7e Quinta Etapa
Modo
-"
E2
Fig.
-
7f Sexta Etapa
operação do conversor T 'L-Z VS-P
ressonante no
6.
6.
E/ 2
:C4
-
Descontínuo
Descontínuo
Fig. 6.7 Etapas de
Ã
D4
S4
coivvsnson TL-zvs-vwm smznz RESSQNANTE
Modo
-
E2
Modo
WM série
descontínuo
6_
1
O
a) Primeira Etapa:
Esta é
(t0,t,)-
uma
tanque ressonante.
etapa de transferência de energia da fonte de entrada para a carga e para o
A
circulando de S,, S2,
b)
Segunda Etapa:
corrente do indutor ressonante, ih, apresenta
DH
A
crescimento senoidal
corrente do indutor auxiliar, im, flui por S2.
(t,,t2)
Esta etapa inicia
e C4.
e D,, (Fig. 6.7a).
um
em
tl,
quando a chave
S, é
bloqueada.
A tensão no capacitor C, cresce desde zero Volts até E/2
A corrente ih flui
através de C1
Volts, e a tensão vo, decresce de
E/2 Volts a zero Volts.
c) Terceira Etapa:
Esta é
carga.
e
em
(t2,t3)
umaetapa em que
se transfere parte da energia
armazenada no tanque para a
A corrente do indutor ressonante decresce senoidalmente, fluindo em parte através de DC,
parte através de D4,
caminhos.
A
em uma
distribuição baseada na impedância de cada
um
destes
corrente do indutor auxiliar, im, continua a crescer linearmente até o final desta
seqüência.
d) Quarta Etapa:
(t3,t4)
Esta etapa inicia quando a corrente do indutor ressonante ih atinge zero Ampéres,
permanecendo nula durante toda a
constante.
Em
etapa.
conseqüência, os estados de
A
tensão no capacitor ressonante C, manter-se-á
ill,
e vc,
permanecerão fixos durante esta etapa.
A
corrente no indutor auxiliar continua a crescer até o final desta etapa.
õ.
coNv¡‹;RsoR Tifzvs-PWM súnna REssoNAN'r¡s
6.l
l
VC1
4
E/2
“C2
E/2
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Comando ¡
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fla
Fig. 6.8
Quinta Etapa:
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E
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.
'
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_
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I
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Formas de onda
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5415
teóricas no
modo
lê
Jc,
TÍE
t"
desconlínuo.
(t4,t5)
Esta etapa inicia no instante
a zero Volts.
:
.
:
e)
fha×Ck
E
ZZ
iLã1
t›
z
â
t4,
quando S2
é bloqueada
com
tensão praticamente igual
A tensão no capacitor C2 cresce de zero Volts a E/2, e a tensão VC3 no capacitor C3
decresce de E/2 a zero Volts. Durante esta etapa a corrente no indutor auxiliar
ÍL,
constante, pois a indutância LEI é muito maior que a indutância de ressonância
t)
Sexta Etapa:
6.
L,.
(t5,t6)
As chaves
fazendo
é considerada
com que
S3 e S4
conduzem
a corrente do indutor ressonante iu
os diodos D,3 e D,4 entrem
CONVERSOR TL»zvs-PWM SÉRIE
REssoNz\N'rE
em
(em sentido oposto),
condução. Portanto, ocorre a inversão da
6.
l
2
polaridade da tensão de saída referida ao conversor.
As etapas referentes ao próximo
descritas.
conversor
6.3
-
Na
mesma forma que anteriormente
fonnas de ondas teóricas para o
Fi g. 6.8 são apresentadas as
TL-ZVS-PWM
modo
descontínuo do
série ressonante.
ESTUDO ANALÍTICO
Os
podem
semiciclo evoluirão da
circuitos representados por
para os
modos
topológicos, conforme é mostrado na Fig. 6.4,
equações diferenciais:
ser descritos pelas seguintes
-
modos
topológicos MT,, MT2, MT3, MT4,
dz”
L,-Zi?
+ vc, = Ve
dvc, =
Cr'-dT
MT5
e
MT6:
'
(6.1)
_
lLr
,
onde
'
E
E-V0
-V0
V6
‹..
-Ê-V0
=
cowvimson Trfzvs-PWM
‹
E
-5+Vo
,
,
,
,
+V0
,
-Iš+V0
,
siämlâ
RESSONANTE
para MT1
para MT2
para MT3
para MT4
para MT5
para MT6
.
6.13
-
para o
modo
topológico
MTO
L' íliíz 0
dr
C
'
Resolvendo as equações diferenciais
~
IL,
vc,
Onde
O
dr
(6.l) e (6.2) para tato, têm-se
V¡VC'°
-IL,0cosw,(t-to) + _2-_sen‹››,(t-to)
= Ve - (Ve-
(ó.3)
f
VC,0)¢‹›s‹.›,(z-zo) +
Z, é a impedância característica e
(nr
Z, 1L,0szm.›,(z-ro)
(64)
.
é a freqüência angular de ressonância
do
tanque L,C,, respectivamente definidas por:
L
_:
z,=
e
oa,
_
-
Cl'
í1
,/L,
[LM e
As
Vcm são os
valores iniciais da corrente do indutor L, e da tensão no capacitor Cr.
correntes e tensões do circuito são normalizadas
e a tensão de base E/2, respectivamente.
freqüência de chaveamento,
possuem “n” como
(ns
relação à corrente de base E/2Z,
freqüência normalizada, (Dm, é o quociente entre a
cor.
As grandezas normalizadas
subscrito, exceto a tensão e corrente normalizada de saída
1115
Uma
A
em
e a freqüência de ressonância,
representada por q e p, respectivamente.
equilíbrio
.
C,
operação
no plano de
A equação para a trajetória no plano de fase é dada por:
+ (Ven‹Vcrn)2 = I
CIO
Ii:
+ (Vc _-V n)2 =
CFO
fn
em regime permanente pode
fase.
Na
que serão
R2
‹
ser representada por
Fig. 6.9 estão representadas as trajetórias
uma
trajetória
de
de equilíbrio no plano
de fase, para os dois modos de condução.
ó.
‹;oNvERsoR rL-zvs-P\vM sÉRm REssoNz\NTE
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MT5
MT4
“Cm
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MTS
MT4
rm
"2
_|
'
1
Fig. 6.9
As
(vcm,
O
trajetórias
v
Plano de fase típico: Modo Contínuo
Modo Descontínuo (b)
de MTI, MT2, MT3, MT4,
tempo decorrido durante uma seqüência pode
com
coordenadas
À medida em
respeito a seu centro.
a direção indicada pelas flechas.
6.3.1
MT6 quando
(VC,0,,,0)
ou
plotadas no plano de fase
(Ve,,,0) e raio
ser obtido a partir
que o tempo passa, a
R
= ,/(Ven-Vm,)2 + iwz.
ângulo estendido pela
trajetória vai
(-VC“,,,,O).
Tal ponto ocorre quando todas as chaves estão reversamente
uma
duração
(em função do comando) uma vez que
finita
vem são ambos independentes do tempo.
-
Caracterização do Conversor
TL-ZVS-PWM
Série Ressonante
Para caracterizar o conversor três níveis série ressonante é necessário, a
todos os
modos de operação do
de equilíbrio
[6,7] (plano
circuito. Satisfeito este requisito
podem
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESSONANTE
tais
como
a corrente
média de
priori,
conhecer
se construir as trajetórias
de fase) e suas formas de onda correspondentes.
de fase, os parâmetros de circuito,
6.
seguindo
A trajetória MTO é um ponto estacionário sobre o eixo vc", com
polarizadas ou bloqueadas e pode ter
e
e
im) são arcos circulares com centros localizados em
trajetória
im
MT5
(a) e
A partir do plano
saída, a tensão de pico
do
I
5
capacitor ressonante, a corrente eficaz do indutor ressonante,
podem
ser facilmente obtidos.
Entre as duas regiões de operação do conversor série ressonante existe
fronteira imaginária
existência
devem
(modo de condução
crítica),
ser analiticamente definidas.
podem
de tensão saída/entrada,
uma
linha de
que deve ser identificada e as condições de sua
Dadas uma freqüência de operação,
se definir analiticamente os
modos de
uma razão
(os,
operação,
bem como
calcular nuinericainente as larguras do pulso ¢ destes modos.
Da
podem
Fig. 6.9a
se retirar as expressões
conversor série ressonante no
i
cosB
modo
que seguem, definindo analiticamente o
contínuo.
RÍ+1~Rã
=-_-2121
R§+1-Rã
cosy=T
_~
2
(;Q$(0¿+Ô) =
_
2
2R2
‹
(Õ-3)
c0s(n-õ)=~
2Rz
2
_
2
R3=R1+2q
¢=B+Y
í.='Y+I3+a
TU
\
,
msn
onde
mm
¢
=
=
C0
_*
..
,
mf
co
_£9
oo
x
chaveamento normalizada,
-
e a frequencia angular de
e
A
.
o angulo de comando
PWM normalizado.
S
Utilizando-se
um
programa computacional para resolver
algébricas não lineares, os parâmetros Rl, R2, R3,
ó.
,
‹:oNvr,RsoR ri..-zvs.1›wM
siizmr,
Rr.ssoNz\Nrr,
ot,
B,
este sistema de
equações
õ e Y são obtidos.
6.16
Do
plano de fase da Fig. 6.9b podem se obter as expressões do conversor
no modo descontínuo. Então:
série ressonante
cos[5
COS(X
três níveis
=í----R12+1_Rã
2R1
=í_-u2+1_Rl2
2Rz
i
(ó.9)
R, = R1 + 2q -1
<l>
= B
l=B+a+›Y
,
msn
~
Já as expressões que definem completamente a fronteira entre os dois
modos de operação
sao dadas a seguir:
Rf+1~Râr
cos[3=í--í
'
í-í
2R1
Rã +
cosa =
.
- R12
1
21%
(ó.1o)
R2 = R, + zq -1
<l>
= B
._TL:I3-1-a
'
`(1)Sl¡
As equações para
os
modos
contínuo, descontínuo e crítico (fronteira) apresentam
multiplas soluções. Portanto, algumas restrições
se
obtenham as soluções
fase.
Para o
modo
corretas. Estas restrições
ser impostas aos parâmetros, a fim de
podem
ser obtidas diretamente
que
do plano de
contínuo elas são:
R1z1~q; R2z0; R3z2q;
õ.
devem
coNvr,RsoR TL-zvs-PWM sÉRuz REssoNANTr=,
Bz0; ocz0; yz0; õsn
.
6. 17
Já no
modo
descontínuo, têm-se:
Rlzll-q;
Finalmente, no
modo
ocz0;
|3z0;
R,¿zq;
.
crítico (fronteira), têm-se:
Rlzl-q; R2zq; 1320;
6.3.2
ysn
ozsn
.
Cálculo dos Principais Parâmetros do Circuito
-
A
partir
do conhecimento das equações referentes às etapas dos
circuitos,
podem
se
calcular os principais parâmetros do conversor série ressonante:
A corrente média no indutor ressonante
a)
p
=
p
=
1:-õ
B
(0
+
-E3 {fR1sen(cot)dwt
0
ff
1
eo
z
R2sen(‹z›t)do›t
f
'lr-(õ+a)
A corrente eficaz no
Tt
B
+
fR3sen(cot)do›t}
1:-Y
0
(6-11)
.
indutor ressonante pode ser representada por
21
f(R,sen(‹.›z))2â‹.›z +
média de saída são dadas por
1:
{R¡(1-cos|3) + R2(cos(õ+‹x) + R3(1-cosy))}
b)
1,1,
e n
e a corrente
ã
O'
f
(R,se›z(‹.›:))2â‹.›z
f
(R3§z›z(‹.›z))2a‹.›z
1:-Y
11-(õ+u)
left, "
+
fi‹A+B+o
,
(612)
rc
onde
A
6.
2
=
R1
_{{3 -cosfl senfll
2
cowvmzson ri,-zvs-PWM
SÉRIF,
,
RESSONANTE
6.
l
8
2
B
C
=
=
{[cosõ senõ+(1r-õ)] - [cos(õ+oz) sen(õ+a)+
-I;-Ê
Rã
3-
{
c)
1r~[cosy seny +(1: -y)]}
A tensão
A
-
}
.
de pico no capacitor ressonante é
corrente
máxima no
=
q-1+R1
(6.13)
.
indutor ressonante é
Immrn
6.3.3
-(ö+oc)]
.
Vmáxcrn
d)
ir
= R1 senB
(6.14)
.
Característica de Saída
O
gráfico da corrente
desenhada na Fig. 6.10a, para
ressonância (o)Sn=l,6).
As
média de saída normalizada em função do ângulo 9 encontra-se
uma
freqüência de chaveamento
maior que a freqüência de
linhas pontilhadas da Fig. 6.10 indicam a fronteira entre os
condução contínua e condução descontinua,
Na Fig.
60%
isto é,
indicam os pontos de condução
modos de
crítica.
6.]0b está representada a tensão de saída nonnalizada q ein função da corrente
média de saída p.
6.
‹;'‹›NvEi‹soR
TL-zvs-PWM SÉRIE REssoNAN'rE
6_
1
9
'
p
I
0.8
I
I
q=Il,I] 1
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MC
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ç
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'Í
°
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fiz
Fig. 6.10 Característica de Saída
Õ)
do conversor
lis
P
TL-ZVS-PWM série
ressonante.
média normalizado de saída versus ângulo de controle 9, (nm= 1,6
Tensão média normalizada de saída versus corrente média de saída, co,,,= 1,6
a) Corrente
b)
Estas figuras caracterizam completamente o conversor três níveis série ressonante para
uma relação
entrada/saída estabelecida.
operação
Dependendo da
9.
A Fig. 6.l0a pode ser usada para determinar o ângulo de
faixa de operação
podem
se determinar os
modos de operação do
conversor.
Nas Figuras
tensão
ó.
máxima no
‹:‹›Nvi=.nsoR
6.11 e 6.12 estão representadas a corrente eficaz no indutor ressonante e a
capacitor ressonante, respectivamente,
TL-zvs-i>wM sÉ1uF. RnssoNz\N'rr,
em função do ângulo de
controle 9.
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1
|
I
I
q=0,01
|efl_rn
0,4
BB -
0.5
-
-
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0
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gt:-_',/_/AÍÃIT
És
-
" 0,95
0
Fig. 6.11 Corrente eficaz normalizado no indutor ressonante versus
ângulo de controle.
V.
ma×Crn
|
|
|
q: 0,01
_
0,8
0,4
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`×\ 0,95
\
I
50
Fig. 6.12 Tensão normalizada
100
150
1
×
6
no capacitor ressonante versus ângulo de
controle.
Na
Fig. 6.13 e
ressonante normalizados
na Fig. 6.14 estao representados os valores do mdutor e capacltor
em
função da tensão de saída normalizada
q,
para alguns valores de 9
e coS,,=1,6.
6.
coNvr.RsoR TL-zvs-|>wM sfimr, Rrzssowzmrr,
6 21
UG
1
1
1
0.5
1
e=i1u°
Lfn
-
150
'_
1zu°
0.4
0.3
~
95°
*-
O2 ~
50°
Ill
-
1
U
0.2
1
1
1
0.4
q
0.8
0.5
1
Fig. 6.13 Indutância normalizada de ressonância versus tensao
norm al izada de saída.
WD
1
Cm
B0
1
50°
1
95°
-'
60-
12113
'10-
iso"
20-'
a‹×'Éí;10°
4,
o
U
_
1
11.2
1
11.4
._
1
1
os
as
q
1
Fig. 6.14 Capacitância normalizada de ressonância versus tensao
normal izada de saída
Nas Figuras
6.15, 6.16 e 6.17 estão representadas as energias
indutor ressonante (EU), no capacitor ressonante (Em) e a
Observa-se que a energia
total E,
resultante (E,), respectivamente
no tanque ressonante é aproximadamente igual a energia
acumulada no capacitor ressonante, para
6.
soma
máximas acumuladas no
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESSONANTE
a freqüência de
chaveamento normalizada
igual a
l
0-4
1
1
1
1
e=no°
EL: n
0.3
-
0.2
-
0.1
~
-
¡zu°
-
95°
-
50°
J..-v-'-""'_'J__H_"-"
02
.
z
_
_0"4_
'
0
05
..
UE
.
.
q
l
no indutor ressonante versus
tensão normalizada de saída.
Fig. 6.15 Energia normalizado
IU
1
1
1
ECrn
1
1_
50°
8-
_
-Â-'
95°
-B-
_
1
B
_
1zu°
-9-
.
1su°
4
-
2
-
-e-
-
°=Loo
`.\
-
=`:-\_
.
.ll
U
Í!1
-:=~ _
|
Fig. 6.16 Energia normalizada
Ú8
0G
G4
UZ
.
1
Q
no capacitor ressonante versus tensão
normalizada de saída.
111
1
1
1
1
Et"
50°
_\Í_
8'
95°
-G-
|zo°
I
6
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1-
-1-
1
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1 50°
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°=y_°°
1-
z
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s
š_::2'=_"'
q
1a
1
no tanque ressonante versus tensão
normalizada de saída.
Fig. 6.17 Energia normalizado
6.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESSONANTE
6
6.3.4
-
Análise da Comutaçao
Como
visto anteriormente, o conversor três níveis série ressonante apresenta
condução contínuo e descontínuo
crítico.
Para cada
um
destes
e,
modos de
na fronteira entre ambos, pode-se ainda definir o
modos existem
comportamentos e
diferentes
respeito às comutações. Por exemplo, se o conversor opera somente
requisitos,
modo
no que diz
no modo de condução
contínuo, todas as comutações são realizadas sob zero de tensão (ZVS). Por outro lado, se o
conversor deve trabalhar
em uma
larga faixa de carga, desde a vazio até plena carga, por
exemplo, operará nos modos descontínuo, contínuo e
aberturas dos interruptores verifica-se comutação
crítico.
No modo descontínuo, somente
ZVS. Quando
níveis série ressonante opere
em uma
bloqueios quanto nas entradas
em condução, toma-se
larga faixa de carga,
se deseja
nas
que o conversor
com comutação ZVS,
três
tanto nos
imperativo o emprego do circuito auxiliar
de comutação.
Em
tais circunstâncias, a situação crítica ocorre
quando da comutação entre
S2 e S3,
devido a inexistência de energia armazenada no indutor ressonante. Há, pois, necessidade de
circuito auxiliar
dentro de
de comutação. Tal circuito
é projetado
um tempo máximo pré-estabelecido.
as chaves S2 e S3 a corrente
no indutor
tempo de comutação
tc
é
modo que
a comutação se realize
Considerando-se que durante as comutações entre
auxiliar é constante e de valor
L“ 1
O
de
um
z __E__T_~=_
_
máximo, tem-se
(ó.15)
1ó1m¿,,,,
Ê
dado por
rc
=
.
(ó.1ó)
Imá.xLaI
õ.
‹:oNvi=,Rson
TL-zvs-PWM
sÉRnf,
REssoNAN'rE
6.24
Então, a indutância La, pode se calculada por
L“I
O
tempo de comutação
deve
tc
_T~‹_'«
z
‹õ.1v›
,
1óc
muito menor (<5%) que o período de chaveamento,
ser
a fim de não alterar as características de saída pré-estabelecidas.
entretanto, implica
em grande
Um
tempo
tc
muito pequeno,
energia acumulada no indutor auxiliar, o que por sua vez se traduz
no aumento do volume deste elemento
da eficiência do conversor, principalmente nas
e redução
faixas de cargas leves.
6.4
-
PROJETO-EXEMPLO
Este item tem
como
principal propósito a utilização das equações e curvas desenvolvidas
nos itens anteriores na definição dos componentes principais do conversor série ressonante, tanto
para a simulação quanto para a realização de
um protótipo. Os
seguintes dados de entrada foram
adotados:
-
Potência nominal de saída
-
Tensão de entrada
-
Tensão de saída
-
Freqüência de chaveamento
-
Freqüência angular normalizada
A
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
P,= l,2kW
E = 600V
V°= 60V
fs
= l00kHz
u)s,,= 1,6
razão entre a tensão de saída pela entrada q é escolhida
Assim, a relação de transformação nu
ó.
.
coNvERsoR TL-zvs-PWM sÉRrE RESSONANTE
é calculada
como sendo
igual a 0,6.
por
6_2 5
E
600V
2 60V
n”=qš~I}-=0,6.
.
n,,=3.
Adotando 9=l50° como sendo o ângulo de controle a plena carga, podem
se obter
facilmente os valores dos componentes do tanque ressonante a partir das Figuras 6.13 e 6.14:
Lm
= 0,52
L, =
2
Vifl.
Lm
O
0
onde os z 2zz¿
ms
L, = 61,9|.iH
-g
e
Cm
= 4,92
,
A tensão máxima é
C, =
V
Cm
Qs
(E/2)
:
Vmá.xCr"
Vmáxcr
=
A corrente eficaz no indutor ressonante
Ieƒlr
com o
I
C, = 104nF
então
,
.
calculada a partir do valor obtido da Fig. 6.12:
Vmá.xCr
onde,
.
_
~/
:
É
159V
.
a plena carga é calculada a partir da Fig. 6.11.
Iejlrn
É
E
9
valor de p=0,5-4, obtido da Fig. 6.10 e utilizando a Fig. 6.11 obtêm-se:
Ê
E
zz pn __
U'
'
z, = 0,54
6
1ff” = 0,6
6
coNvrnsoR TL zvs-rwM sränm RnssoNz\NTi:
.
3
210
-4
.
2.2oA
óooV
2
.
24,239
=
24,289
= 7,4A
.
6.26
6.4.1
em
Estudo do Conversor Série Ressonante
-
Através do estudo analítico do conversor
Relação a
035,,
três níveis série ressonante
freqüência angular de chaveamento norm alizada, constata-se que à medida
de
03,,
menor
é a energia
em
em que
acumulada no capacitor ressonante, confonne a
relação à
co,
se afasta
Fig. 6.18,
onde é
mostrada a energia acumulada no capacitor ressonante ein função da freqüência angular de
porque o valor do capacitor cresce (F ig. 6.23), ao passo que a
chaveamento normalizada;
isto
tensão decresce (Fig. 6.25).
Uma vez que a energia ein um
com
a capacitância e quadrática
Na Fig.
função de
cos".
com
mantem uma
relação linear
a tensão, esta última é preponderante.
6.19 está representada a energia
Há um
capacitor
máxima armazenada no
decrescimento até aproximadamente
indutor ressonante
(osn=8, a partir
em
de então torna-se
praticamente constante.
Nas Figuras 6.20
e 6.21 estão representadas as correntes eficaz e
ressonante, respectivamente.
de
22%
Ao trabalhar-se com
cos"
máxima no
de grandes valores, observa-se
na corrente máxima do indutor, enquanto a corrente eficaz apresenta
2,7%. Logo, há
uma
um
indutor
um aumento
incremento de
elevação de aproximadamente 5,5% nas perdas de condução nas chaves
semicondutoras, simultaneamente
com uma diminuição na
energia acumulada no tanque
ressonante (Fig. 6.24).
Nas Figuras 6.22 e 6.23 são mostradas a indutância e a capacitância de ressonância,
respectivamente. Observa-se que a capacitância
indutância de ressonância tende a
tensão
máxima no
chaveamento
6.
um
cresce abruptamente
valor finito (no caso L,=34,5uH).
com
A
cos",
enquanto a
Fig. 6.25 ilustra a
capacitor ressonante, que tende a zero à proporção que a freqüência de
se afasta da freqüência de ressonância.
CONVERSOR TL-ZVS-PW1\`l SÉRIE RESSONANTE
Ecr(J)
1
1
0.005
-
-
1
q=0,6
-
0.004
-
0.003
-
-
0.002
-
-
0=l50°
kf
0.001-
0
-
1
Fig. 6.18 Energia
E0111
msn
10
5
máxima no capacitor
'
15
versus com
'
q=n 16
0.004
-
~
|lUU2
-
-
0:
máxima no
7.55
'
'
'
0
Fig. 6.19 Energia
me
0.001;
-
msn
10
5
15
indutor ressonante versus freqüência normalizado de
chaveamento
1
1
1
-
1
1
|efl_r (A)
1.0
~
l1=0.6
_
7.5
_
-
7.45
-
-
H0
1
5
1
10
Fig. 6.20 Corrente eficaz
6.
_
a=150°
155
CONVERSOR TL-ZVS~P\VM SÉRIE RESSONANTE
1
15
1
20
1
as
msn
30
no indutor ressonante versus com
6
12-5
Í-P
I
-I
I
I
Imáx UIA)
-
12
-
11=U,5
v=1su°
11.5
~
*
11
‹
~
111.5
-
-
10
I
0
5
Fig. 6.21 Corrente
140
L I IIIHI
I
I
lll
15
máxima no
I
I
I
I
20
“sn
25
30
indutor versus com
I
I
I
-
120
-
100
_
_
BIl_
_.
Gl1_
_
4u_
_
q=|],5
o=1so°
I
ZU
n
I
I
s
10
I
I
I
ao
15
as
0,5"
ao
Fig. 6.22 Indutância de ressonância versus com
EU
|
1
I
I
I
C.(¡LF)
q=0,6
sv
-
Io
-
-
o=1su°
-
2!]
D
J
5
10
I
IS
I
20
I
25
msn 30
Fig. 6.2 3 Capacitância de ressonância versus
õ.
cowvmxsolz T1.-zvs-PWM
sÉm1‹:
RESSQNANTE
(0
6 29
UWÊ
E,
›
i
1
|
i
|
|
(J)
_
q=0,6
um
0=l5I!°
0.008
040% -
0.004
_I
0.002
U
I
_
I
S
Fig. 6.24 Energia total
Ú
Em
VmáxCr(VI
500
I
I
3
12
10
I
“sn
14
no tanque ressonante versus
\
I
|
I
I
-
4m -
300
I
I
4
2
|
'
q=o,s
o=1sn°
I
035,,
_
-
zw-
-
mu-
i\\\\F
0
Fig. 6.25 Tensão
2
4
ff
4
máxima no
1
I
e
s
10
n
i
msn14
capacitor ressonante versus com
A seguir demonstra-se, a partir das expressões apresentadas nos itens anteriores,
medida que a freqüência angular de chaveamento normalizada tende a
infinito, a
que à
tensão no
capacitor tende a zero, e por conseguinte, a capacitância de ressonância tende a infinito.
A partir das expressões de (6.8), pode
=
lilniswfi +Y0
mr
se estabelecer que:
,
Pois
¢= B+Y
e
(bzeg
limw _” |3+y=0
6.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESSONANTE
(ó.14)
(OS
.
6.30
Da mesma forma
151113,, Í3*Y*°°=°
(615)
-
wf
Levando-se
em
consideração as restrições, da equação (6.14) tem-se que:
B=0
e de (6.15) têm-se que:
= O
oz
Das expressões de
Y=0,
e
.
(6.8), tem-se:
2R1 = Rf +
1
-
costs
=
‹z‹›s(o)=1
pois cosy
=
cos(O)=l. (6.l7)
RÊ ,pois
" R22
2133 = R32 + 1
,
(óió)
Subtraindo (6.16) de (6.l7), tem-se:
2(R,~R,) =
Rf-Rã
.
(618)
Sabendo-se de (6.8) que:
R3: R¡+ gq
e substituindo (6.19)
em
(ó.19)
,
(6.18);
2(R1'R1'2<1) = R12'(R1+2¢1)2
R1 = 1-q
(620)
.
Agora substituindo (620) na expressão de tensão do capacitor ressonante
=
VC,
VC,
VC,
Pode
se afirmar
=
1
RI-1+q
-q ~1 +q
= O
c.q.d.
.
que nessa situação a presença ou não do capacitor não interfere na
operação do circuito, pois a energia acumulada é nula.
A
partir
da freqüência
co,n=8, a indutância
de ressonância é praticamente constante,
independente da freqüência normalizada de chaveamento (Fig. 6.22). Isto se deve ao fato de que
õ.
coNvF.RsoR Tr,-zvs-Pw1\‹r sršmu RESSONANTF,
6.31
a energia envolvida no capacitor ressonante é muito pequena.
capítulo,
com mais
Como
será discutido
detalhes, o circuito deixa de ser "ressonante" e a corrente
no próximo
no indutor passa
a ter evolução praticamente linear ein todas as etapas de funcionamento.
6.4.2
-
Cálculo de 1
I é
em que
o instante
em
a corrente
Pode
S2 e S3 atinge zero.
ser calculado
numericainente através da seguinte equação:
4I
R¡sen(co1:) + -¿"ÍíJ(w1:+y)-Im¿x¡_a¡ =
O
,
(Õ-21)
sn
onde
TS»
6.4.3
-
_ 21:
:TSn
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e S4
A
corrente eficaz nas chaves S, e S4 é expressa por:
Ieƒm
6.4.4
-
msn
Omã
( 6.22 )
[R1 sen(cot)]2dwt
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S2 e S3
A
corrente eficaz nas chaves S2 e S3 é calculada através de
B
B
A
=
“_ Y
=
=I
6.
=
coiwanson "rL.zvs-PWM
-
f
2
R,
sezz(‹,›z)
+_'f-fl(‹,›z+y) -Imm,
T
41
do:
2
úzuzr
R2 sen(‹ot) +-%-(‹››t~1r +y +í“") -Imáxm dwt
-R
..¿%
siãmra Rr,ssoNz\NTE
Sn
6.32
6.4.5
-
corrente média nos diodos D¡ e D4 é calculada através de
ImedDI4
-
=
šëíl
corrente
média nos diodos D2
A
e
D3 pode
'
=
f
B
=
Sil
4ImáxI.aI
f
H-Y
R3sen(cot)- -T%(‹ot-1:)-Im¿x¡_a¡ dcot
SI!
ImedD23
corrente
média nos diodos Dc,
-"_
ImedDc
=
-:Ê
E
+B)
Y
R2
:I
-
-R
~<%
e Dez é
dada por
T
41
sen(wt)+%'¿(wt~1c +y +»-ff) -ImáxLa1
Í
2
Sil
Cálculo da Corrente Média nos Diodos Dr, e Dr,
A expressão
6.
=
Cálculo da Corrente Média nos Diodos Dc, e Dc,
A
-
ser obtida por
41
TI
6.4.8
dwt
R1sen(oJt)- [Lg-5-“¿(wt+y) -Imáxm dcot
O
-
R3sen(('-Ú)
I
fr-Y
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D2 e D3
A
6.4.7
( 6.23 )
(A”'B)
Ef?
«
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D, e D4
A
6.4.6
0)
=
Ízfszâ
da corrente média nos diodos DH
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESSONANTE
e D,2
é
doar
(626)
A
5
=
Rl sen(o›t) dcot
Í
o
fr-Y
B
=
R2 sen(o›t) dwt
R
-<%
7-1
cfkfi
=
"_
6.4.9
dwt
~' (A+B+C)
:
ImedDr
sen(cot)
Cálculo da Corrente Eficaz no Indutor de Ressonância
A corrente
eficaz
no indutor de ressonância pode
A
=
'II
B
Õ%'@
[R1 sen(o›t)]2
ser expressa por:
mt
“Y
=
sen(‹út)]2
-<;¬
dwt
Q
:I
II
C
=
ff
Ieƒb
6.4.10
-
f
[R3 sen(‹z›t)]2
Y
(6-28
_í):¶(A+B+C)
=
J
111
Corrente Máxima nas Chaves Semicondutoras
As
correntes
máxima nas chaves semicondutoras
Imáxsl
ImáxS2
6
dwt
CONVERSOR TL-ZVS-PVVM SÉRIE RESSONANTE
_
= R1 sen[3
ImáxSI
+
ImáxLal
são dadas por:
(Õ-29)
(ó.3o)
6.34
6.4.11
-
Cálculo das Perdas nas Chaves Semicondutoras
Considerando que as chaves semicondutoras sejam do tipo
MOSFET,
suas perdas são
W
expressas pelas seguintes expressões:
zz,,,r
Rr
Psu
z
= 2
[Ras 14514
Psza
2 2
* Vzna Imzânzsl
[Ras 15523
PcondD‹:
-
são expressas por:
ImedD‹:
são calculadas a partir de:
: 2
Vthd ImedDr
SIMULAÇÃO DO CONVERSOR TL-ZVS-PWM-SR
De maneira
conversor
foi
a verificar o princípio de operação e validar as análises realizadas, o
simulado no programa de simulação numérica de conversores estáticos
Os parâmetros
utilizados
foram
~os
mesmos que
simulação para plena carga (V,,=60V e
9=90° e V0=60V
õ.
(634)
Cálculo das Perdas nos Diodos Retificadores
PcondDr
-
(633)
Vmâ [M4014]
¬`
= 2
Vthd
As perdas nos diodos grampeadores
6.5
(632)
Perdas nos Diodos Grampeadores
As perdas nos diodos grampeadores
6.4.13
+
: 2
Vzhâ (Im¢âD14+Imzà1›23)
Pczmdv
6.4.12 Cálculo das
z z
em condução
(-)=150°) são
os do projeto exemplo.
Os
PROSCES.
resultados da
mostrados na Fig. 6.27, e os resultados para
descontínua são mostrados na Fig. 6.28.
coiwnnson TL-zvs-PWM sÉruE REssoNANrr:
6_3 5
400-
400
1m›‹ao‹â›
'
300
/
,
'
,'
/
I
1
1
¡
1
,
×
1
1 | | | | | 1 1
`
--_'
\
\
-100
1 1 1 1 1 |
1|1
\
\
E (S)
Tensão dreno-fonte e corrente de
dreno do MOSFE T ,.
Fig. 6.27a
M
~
'400~
Fig. 6.271)
v!h(V¡
200-
Tensão dreno-fonte e corrente de
dreno do MOSFE 1 M2.
+ iDr4)
IA)
10-
\
[1
\`
E (S)
0.20
-
l,\`
\
/1
(1Dr'1
0.15
0.10
×10'4
0.05
12-
400/,\:Lr»3o‹A›
1
0.00
0.20
0.15
0.10
×10'4
0.05
1
1
-200-
\
--..-..¬.
-200
0.00
I
/
1
I
0-
1
1
1
,
O
I
I
1
1
1
¡
¡
I
I
I
¡
'
Í
I
1
,
100
¡
I
I
I
1
1
\
1
I
200-
,
I
I
\
,i
,
I
I
I
I
200
z
I
I
/f\
vmatv)
\
If
1
1
1
I
1Ma~3o(Aa,'\
z
v›41(v)
I
\\
_
B_
'
1
_
_
I'
5_
1
,,-_
_
4-z
1
-200-
2-
-400~tÍS)
z
Í
1
\
`
¡
_
0.05
0.00
0
I
\-¡
\`II
0.15
0.10
x1o'*
_
'2
corrente no indutor
ressonante
Tensão
Fig. 6.270
vab e
,'
200
,'
,\1Lra120 (A)
\
.
\
\
vCr
1
(VI
I:
1
1
100
vLa1
I.
,f
\
\
100
\
"`
1
"
1
O
\
1
1
\
1
1
\
-300
0.00
,
\
0.05
Fig. 6.27e Tensão
\
¡
\`
×1
'
0.10
x1o'^
0.15
no capacitor
I
\
`\
J
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESSONANTE
z
1
¿Lz1«5o1A)
`
z
\
\
\
\
z
1
`\
,
/I
1
\
\
\
`
\
\
\
\1
1
'
I
1
1
1
I
`
`\
\
1
\
\
\
\
\
\
\
\
\
It
-200
0.00
C (B)
0.20
e corrente
indutor ressonante
6.
`\
-100
\
-200
1
,Í
\
-100
,
I/
\
.
(V)
I
o
t ls)
O 20
Fig 6.27d Corrente na saída do retificador
de saída.
200
300
0.15
0.10
x10'4
0.05
0.00
0.20
no
0
os
0.15
0.10
x1o'°
Q (3)
0
ao
F'
‹ig. 6 27fTensão e corrente no indutor
auxiliar de com utaçao.
.
.
.
6.36
300
:\\IDc1I‹3o (A)
200
\
100
__
_ __ __
0
I
-100
-200
VIJI: 1 (V)
-300
-400
IJ.
oa
05
o
t (s)
0.20
0.15
O 10
.
xIo"
“
no diodo de
grampeamento DC,
Fig. 6.27g Tensao e corrente
'
WM
série ressonante, a plena
_
TL-Z VS-P
do con versor
-1,6 (6=150°, I0=20A,fs=1()()K1-Iz)
carga, para com-
Fig. 6.27 Resultados de simulação
400
400
vHl
aoo
(Vl
1MIII5o(A)
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Tensão dreno-fonte e corrente de
dreno do MOSFET M1.
Fig. 6.2861
400 -
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Fig. 6.280
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I
I
6.
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Tensão drenofonle e corrente de
dreno do M()bF1;T M2.
Fig. 6.27b
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t (s)
0.20
corrente no indutor
ressonante.
Tensão
vab e
CONVERSOR TL-ZVS-PWM
SÉ RIE
RESSONANTE
-2-1
o.oo
.
.
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.
.
.
¡
.
.
o.Io
×Io'4
o.o5
Fig. 6.28d Corrente
.
¡
o.I5
.
.
.
.
¡II=I
0.20
na saída do retificador
de saida.
6.37
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1Lr»1oiA›
1
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0.15
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×iu'4
,‹.
DCU130
015
c (9)
0.20
Fig. 6.28f
(Á)
z
z
\
\
z
_ __ _
Q
x1o"
Tensão e corrente no indutor
auxiliar de comutação.
no capacitor e corrente no
indutor ressonante
Fig. 6.28e Tensão
100
0.10
o.o5
I I I l1 1 II
4
\
-WO
-200
-300
VDC!
(V)
-ano
0.00
Fig. 6.28g
o.o5
0.10
x1o'4
Tensão e corrente no diodo de
grampeamento Dc,
Fig. 6.28 Resultados de simulação
do conversor TL-Z VS-P
descontínuo (I0=11A, G=90°,
6.6
-
WM série ressonante,
modo
o)s,,=1,6)
RESULTADOS EXPERIMENTAIS
A partir
do projeto exemplo realizado na seção anterior e dos resultados obtidos nas
simulações, foi implementado
6.
fiz)
o.2o
0.15
em laboratório um
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESSONANTE
conversor TL-ZVS-PWM série ressonante,
com
as seguintes especificações:
-
Potência nominal de saída
=›
-
Tensão de entrada
=›
Po= l,2kW
E = 600V
-
Tensão de Saída
=›
V0: 60V
-
Freqüência de chaveamento
=›
fs
-
Indutância de ressonância
=›
L,= 61uH
-
Capacitância de ressonância
=>
C,= l00nF
O
= l00kHz
diagrama do circuito implementado é mostrado na Fig. 6.29.
A
indutância de
ressonância total é composta pela indutância de dispersão do transformador (4uH) e por
indutância extema (57uH), resultando
M1 E5nPT5ø4ø
.__
Cal
aaøur
022
aaøur
L
Lai
^^^^
25@uH
E - 30 /7
em uma
indutância total de 6luH.
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M3 E5nPT5n4u
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E-55/39
oca
MuR44ø
._
DÍ” 2
MuR154ø
E/2
aøøv
As formas de onda experimentais nos
(P0=l200W, V0=60V,
RD
525-
Fig. 6.29 Circuito de potência
fotografadas, a plena carga
_
3¡z1@u
»»
[Â
nPT5@4ø
DP1
MURl54£Z!
1525.
,_
M4
E/2
Ses
Ma EšnPT5ø4ø
Lv
._
^^^'*
uma
implementado
principais
l(,=20A,
elementos do circuito foram
E=600V
e fS=l00l‹Hz),
conforme são
mostradas nas Figuras 6.30 a 6.36. Elas confirmam os resultados preditos na análise teórica e
simulação.
6.
coNvERsoR rtfzvs-PWM SÉRIE REssoNz\NrE
6.39
M
Fig. 6.30 Tensão dreno-fonte
Corrente de dreno
Fig. 6.31
M
1
M2
(curva superior). Escala:10() V/div,2us/div
(curva inferior). Escala: 5A/div,2us/div
Tensão dreno-fonte
Corrente de dreno
,
M2
(curva superior). Escala:100V/div,2us/div
(curva inferior). Escala: 5A/div,2us/a'¡v
Fi
Fig. 6.32 Corrente
no indutor ressonante. Escala: 5A/a'iv,2us/div
Tensão no capacitor ressonante. Escala: 50V/div,2us/div
6.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESSONANTE
6.40
Fig. 6.33 Tensão entre os
po ritos
e
b.
Escala: 100V/div,2us/div
Corrente no indutor ressonante. Escala: 5A/div,2us/div
eo
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A1
É
Escala: 50V/div,2us/div
Fig. 6.34 Tensão no indutor auxiliar.
Corrente no indutor auxiliar. Escala: 0,5/1/div,2us/div
Fig.
Escala: 50 V/div,2us/div
6.35 Tensão no diodo retiƒicador de saída.
Corrente na saída do retificador. Escala: 5A/div,2us/div
6.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM SÉRIE RESQONANTL
Na
V°=60V
no indutor ressonante, para
Fig. 6.36 estão representadas a tensão Vab e a corrente
e I0=1OA.
Como
se observa, o conversor está
Fig. 6.36 Tensão entre os pontos
a
modo
operando no
e
descontínuo.
100V/div
b.
Corrente no indutor ressonante (Modo Descontínuo).
E.s'cala.'
5/1/div
A curva característica de saída do conversor foi levantada experimentalmente, conforme
mostra a Fig. 6.37, para os ângulos de controle 9=50°, 9=95° e 6=150°. As curvas teóricas (traço
contínuo) para os
mesmos ângulos também
estão traçadas.
roovw)
°
_
×
ao~
><
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60-
X
×
x
X
40-
×
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-
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X
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O
5
10
20
15
Fig. 6.37 Característica de saída
25
30 HA)
O
35
do conversor série ressonante
A eficiência do conversor TL-ZVS-PWM série ressonante foi medida experimentalmente
em
função da corrente de carga, para
representada na Fig. 6.38.
õ.
O
uma
tensão de saída constante igual a
valor da eficiência
coNvERsoR11.-zvs-i>\vM súiznz REssoNz\NTE
medido a plena carga (20A)
foi
60V
e está
de 88%.
6.42
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°°ÍÍÍši,i.íÍlÍif“iÍiffÍfffifÍÍÍÍffÍÍi
5°-
4° ._
20-
Fig. 6.38
6.7
conversor
.
.
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.
.
.
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.
.
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.
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2.5
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.
.
.
7.5
5.0
.
.
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,
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.
10.0
.
.
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12.5
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.
17.5
15.0
Três Níveis Série Ressonante
modulado por largura de pulso (TL-ZVS-PWM-SR)
ser usado
.
..
..
I°(^)
20.0
Curva de eficiência versus corrente de carga, para
coNCLUsÃo
O
.
.
0.0
..¡ .
.
.
foi
V0
= 60V
com comutação em
zero de tensão
introduzido neste trabalho, destinado a
aplicações onde se requer alta tensão de entrada, alta freqüência, altas potências,
características de saída de fonte de corrente e robustez.
Estudos teóricos e simulações foram realizados;
para P0=l200W, V0=60V, fs=l00kHz e
E=600V
um protótipo foi projetado e construído,
(tensão de entrada).
A eficiência medida a plena
carga foi de 88%.
Através dos estudos e análise realizados
chaveamento normalizadas maiores que
oito, a
foi
verificado que para freqüência de
energia envolvida no capacitor ressonante é muito
pequena. Portanto, o conversor Três Níveis Série Ressonante proposto dará origem a
uma
outra
topologia não mais ressonante, e sem a presença do capacitor de ressonância.
ó.
coNvi:Rs‹›R TL-zvs-PWAM sfinna RESSQNANTE
6_43
CAPÍTULO
7
CONVERSOR TRÊS NÍVEIS ZVS-PWM
SÉRIE
7.1
-
NÃO RESSONANTE COM UM CAC
INTRODUÇÃO
Neste capítulo é introduzido o conversor
zero de tensão, modulado por largura de pulsos
do conversor
TL-ZVS-PWM
série ressonante,
transferência de energia para a carga. Contudo,
três níveis série
não ressonante comutando sob
(PWM) à freqüência constante. Este, ao contrário
não emprega o conceito da ressonância para a
como visto na seção
6.3.6, o
conversor
TL-ZVS-
PWM Série Não Ressonante pode ser considerado como um caso particular do conversor TLZVS-PWM
Série Ressonante,
no qual a freqüência de chaveamento
é
muito maior que a
freqüência de ressonância.
O
conversor proposto possui características semelhantes às do conversor
ZVS-PWM Não
Ressonante apresentado
em
[l3].
O
conversor três níveis é particularmente
indicado para as aplicações de alta tensão na entrada e alta potência, pois a
as chaves é a
máxima
7.
CC-CC FB-
máxima tensão
sobre
metade da tensão do barramento de entrada. Assim, permite reduzir à metade a
tensão sobre as chaves, quando comparado
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-SNR
com o conversor FB-ZVS-PWM.
7
_
1
7.2
DESCRIÇÃO DO CIRCUITO E PRINCÍPIO DE OPERAÇÃO
_
7.2.1
-
Descrição do Circuito
Na Fig. 7.1
Série
está representado o circuito de potência
Não Ressonante.
Este possui
um
do conversor Três
braço (pólo três niveis) principal composto por quatro
conjuntos (formados por chave semicondutora, diodo e capacitor) associados
semicondutora for do tipo
transistor,
do
MOSFET,
o diodo
em
em série.
Se a chave
antiparalelo e o capacitor intrínsecos do
podem ser aproveitados, propiciando uma redução do número de componentes discretos
circuito e,
em
conseqüência,
um aumento da confiabilidade e robustez da estrutura. Os diodos
em
grampeadores Dc, e Dc, colocam
chaves Sl e S4 não se encontram
uma
N iveis ZVS-PWM
zero volts os pontos ”a" e "b", nos instantes
em condução. Com
em que
o propósito de se garantir comutação
larga faixa de operação de carga, introduziu-se
um
circuito auxiliar de
conversor, formado somente por componentes passivos (Cal,
Cú
e LM).
O
as
em
comutação no
indutor L, serve de
elemento de ligação ("link") entre a fonte de entrada e a carga capacitiva, tendo também
participação no processo de comutação.
O
transformador Tr é
e a carga, atuando
O
um
elemento de isolação galvânica entre a fonte de alimentação
também como um elemento de adequação dos niveis de
estágio de saída é formado por
um
retificador D,, e D,2, por
um
tensão entrada/saída.
capacitor de filtragem Cf e
pela carga, representada pelo resistor R0.
1.
CONVERSOR TL-zvs-PWM-SNR
7.2
D1
S1/ ZS
cai
52
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Lai
/VV'V'\_
ca2|_¡_|
1
ci
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Dcl
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D CE
N
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TL‹Z VS-P
WM
Princípio de Operação
Da mesma forma
TL-ZVS-PWM
conversor
comando
e
t
\j
Fig. 7.1 Circuito de potência do Conversor
série não ressonante.
7.2.2
1
|_z~
fV'V'V\
D9 ca
53
E1 T r
Modo
e carga,
em
que o conversor
série
TL-ZVS-PWM
série ressonante visto
no capítulo, o
não ressonante pode operar, dependendo das condições de
três diferentes
modos de condução,
a saber:
Modo Contínuo, Modo
Crítico
Descontinuo.
A
fim de
facilitar
o estudo analítico e descrição do conversor, foram feitas algumas
considerações, que não alteram significativamente as evoluções e o comportamento do
a)
Os elementos semicondutores
b)
A
c)
como uma
e passivos são tidos
como
mesmo:
ideais.
fonte de tensão de entrada é ideal e constante.
O filtro capacitivo de saida é grande o suficiente, a fim
de que se possa considerá-lo
fonte de tensão constante durante o período de chaveamento.
Este conversor, da
mesma maneira que o TL-ZVS-PWM
Série Ressonante,
pode
ter seu
funcionamento representado por sete circuitos topológicos correspondendo a sete modos MTO-
MT6. Tais
7.
circuitos são mostrados
cowvianson 'ri.,-zvs-r›\vM-SNR
na Fig.
7.2.
7.3
LP
LP
g2
-¬-4
*LP
+
+
-
MT1<i¡_,..>iz1:‹
MT4<i¡_,.<ø>
LP
LP
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- Vo
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MT5< i¡_,.<ø>
LP
LP
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Vo
_
Vo
+
I
|
MT¢5c i¡_,¬>ø>
LP
MTøciL,=ø>
Fig. 7.2 Circuitos topológicos possíveis
A
seguir serão descritas as etapas de operação do conversor
em
estudo nos
modos
contínuo e descontínuo.
7.2.2.1 -
Etapas de Operação para 0
Na
Fig. 7.3 são
mostradas as
etapas de comutação, para o
modo
Há
7.
seis etapas
contínuo.
evolução da corrente no indutor L, é
a) Primeira Etapa:
Modo Contínuo
de operação do conversor, considerando-se as
Como
será descrito a seguir,
em
todas as etapas a
linear.
(to, tl)
transferência de energia da fonte de tensão de entrada superior (El) para a carga e
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-SNR
7
para o indutor
7.3a).
b)
A
Os diodos DH
L,.
corrente no indutor
Segunda Etapa:
e D,2
LM
conduzem a corrente
ill,
em
direção ao
cresce de maneira linear através de
filtro
de saída (Fig.
em
zero de tensão
S2.
(t,, tz)
Esta etapa inicia quando a chave S, é bloqueada. Este bloqueio ocorre
devido à presença do capacitor C,.
A
corrente
ÍL,
é desviada para C, e C4.
O
capacitor C1 se
carrega até E/2, enquanto 0 capacitor C4 se descarrega até zero (Fig. 7.3b).
c) Terceira Etapa:
(tz, t3)
Nesta etapa ocorre a transferência de
para a carga.
uma
parcela da energia armazenada no indutor L,
A corrente ih decresce de maneira linear através de dois caminhos:
S2 e o outro por E2, D4, Cal,
Cú e
S2.
um
por DC, e
Nesta etapa, a tensão entre os pontos "a" e "b" é nula (Fig.
7.3c).
d) Quarta Etapa:
(t3, t4)
Esta etapa inicia no instante
igual a zero Volts.
Volts.
A
quando a chave
S2 é bloqueada
A tensão VC2 cresce de zero volts a E/2
com
tensão praticamente
e a tensão VC3 decresce de E/2 a zero
corrente no indutor auxiliar im, permanece praticamente constante, pois o indutor
auxiliar possui
7.
t3,
uma
indutância muito maior do que a do indutor ressonante L, (Fig. 7.3d).
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Fig. 7.3a Primeira etapa
L E/4
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E2
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Fig. 7.3fSexta etapa - Modo Contínuo
3e Quinta etapa - Modo Continuo
Fig. 7.3. Etapas de operaçao do conversor Série Não Ressonante
CONVERSOR TL-ZVS-PWM~SNR
‹
7.6
e)
Quinta Etapa:
(t4, ts)
DH
Durante esta etapa a corrente ih flui através dos diodos D3, D4,
e D,2,
promovendo
No
a transferência da energia armazenada no indutor L, à fonte de tensão inferior (E2) e à carga.
instante
t5,
DH
a corrente ih torna-se igual a zero, e os diodos D3, D4,
e D,2 bloqueiam-se (Fig.
7.3e).
Sexta Etapa:
f)
(ts, tô)
A partir do instante
S4.
Sua entrada
ts,
em condução,
a corrente
começa a
crescer desde zero, através das chaves S3 e
portanto, ocorre sob zero de tensão e zero de corrente.
De maneira
semelhante à primeira etapa, o indutor L, e carga recebem energia da fonte de entrada.
diferença reside
em
A
que, no presente intervalo, a energia provem da fonte de alimentação inferior
(Fig. 7.3f).
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6
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E/E
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cúmanzto
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Fig. 7.4
7.
Formas de onda
coiwmtson Tr,7,vs-PwM-sNR
5
-
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S3
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teóricas do conversor
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Í»
E'
t
TL-ZVS-PWM Série Não
Ressonanle
Contínuo
7.7
No próximo
anterionnente.
Série
Na Fig.
semiperíodo, as etapas evoluirão de forma semelhante às descritas
7.4 encontram-se as form as de ondas teóricas
Não Ressonante operando no modo
7.2.2.2
-
Etapas de Operação para o
As
contínuo.
Modo
Descontínuo
de funcionamento do conversor
seis etapas
do conversor TL-ZVS-PWM
em
estudo no
modo
descontínuo estão
representadas na Fig. 7.5.
a) Primeira Etapa:
O
(to, tl)
ocorre transferência de energia da fonte de tensão de entrada superior (E,) para a
carga e para o indutor
7.5a).
b)
A corrente no
Segunda Etapa:
L,.
Os diodos DH
indutor
LM
e D,2
conduzem
a corrente ih
cresce de maneira linear através de
em
direção à saída (Fig.
S2.
(t,, tz)
Esta etapa inicia quando a chave S, é bloqueada. Este bloqueio se realiza sob zero de
tensão devido à presença do capacitor C1.
A corrente ih é desviada para C,
e C4.
O
capacitor C1
se carrega até E/2, enquanto o capacitor C4 se descarrega até zero (Fig. 7.5b).
c) Terceira Etapa:
(t2, t3)
Durante esta etapa toda a energia armazenada no indutor L, é transferida para a carga.
A
corrente iu decresce de maneira linear através de dois caminhos:
por E2, D4, Cai, Ca, e
S2.
um
por DCI e S2 e o outro
Nesta etapa leva-se a tensão entre os pontos "a" e "b" a zero volts (Fig.
7.5c).
7.
CONVERSOR TL-ZVS-PWl\I-SNR
7
d) Quarta Etapa:
(t3, t4)
Esta etapa inicia quando a corrente do indutor L, atinge zero e permanece assim até o
instante
t4.
Portanto, todos os diodos do retificador de saida encontram-se bloqueados.
do indutor auxiliar cresce
e)
Quinta Etapa:
Esta é
A corrente
até o final desta etapa (Fig. 7.5d).
(t4, ts)
uma
etapa de comutação que inicia
em
t4,
quando S2
é
comandada
a bloquear.
A
energia armazenada no indutor auxiliar de comutação, LM, deve ser suficiente para que ocorram
a carga e a descarga, respetivamente, dos capacitores C2 e C3, sem
corrente
iL,,,(t4).
uma
sensível alteração na
Esta etapa finaliza quando a tensão no capacitor C2 atinge a E/2
tempo, a tensão no capacitor C3 se anula
e,
ao
mesmo
(Fig. 7.5e).
Durante esta etapa a corrente no indutor auxiliar
im, é
praticamente constante
(Fig.
75€).
Sexta Etapa:
f)
(t5, tô)
A partir do instante
S4.
Estas entram, portanto,
t5,
a corrente
começa
em condução
a crescer desde zero, através das chaves S3 e
sob zero-de-tensão e zero-de-corrente.
De forma
análoga à primeira etapa, há transferência de energia da fonte de tensão de entrada para o indutor
L, e carga (Fig. 7.5f).
7.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-SNR
7
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7.5a Primeira Etapa
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Fig. 7.5 Etapas de
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Fig. 7.5c Terceira
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E/2
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E/ 2
::c4
Etapa
-
E2
Modo Descontínuo
operação do conversor Série Não Ressonante operando no modo
descontínuo.
1.
coNvERsoR
'n,-zvs.1›wM-SNR
7.1
0
No
próximo semiperíodo as etapas evoluirão de forma semelhante às
anteriormente.
Série
1
Na Fig. 7.6 encontram-se as formas de ondas teóricas do conversor TL-ZVS-PWM
Não Ressonante operando no modo
descontínuo.
Vc1 *
E/2
1:
VC2
vëbl
:
if
55
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5
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//L////fÍ\\\\;\\
ii
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1
EE
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E
1:2!
Fig. 7.6
-
1:1 '(2
Formas de onda
Série
\\\\\\`L///t›
É
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Ê
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.
5
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5|_ê‹z_¡
teóricas
15
T5
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1:6
do conversor
Não Ressoncmle - Modo
Sit.
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E/2
E
É
mââzz
E
7.3
descritas
Í.
,
11
TL-ZVS-PWM
Descontínuo.
ESTUDO ANALÍTICO
A
Ressonante
seguir será realizado o estudo analítico do conversor
3
bem como do
conversor série ressonante
com
TL-ZVS-PWM
Série
Não
‹ns,,=l0.
Será considerado no estudo que os tempos de comutação são muito pequenos
em
relação
ao período de chaveamento.
1.
coNvERsoR TL-zvs-PwM-sNR
7_1
1
7.3.1
-
Conversor
TL-ZVS-PWM
Não Ressonante
Série
O conversor pode ser representado por sete modos topológicos (Fig. 7.2), descrito pelas
seguintes equações diferenciais:
a) para os
modos
topológicos MTI, MT2, MT3, MT4, MTS, MT6:
V“ :L'
di
_'-'
onde
b) para o
modo
(7.l)
,
dr
topológico MTO:
L'
if-L =
dr
0
(7.2)
_
Resolvendo-se a equação diferencial (7.l) para
i,_,
=
Im
+
V
í°(r -
tzto,
ro)
tem-se
(73)
,
Í'
onde
7.3.1.1
a)
IU,
-
é a corrente inicial no indutor
L,.
Cálculo da Corrente Média de Saída
Modo de Condução Contínua
A partir da Fig. 7.4 pode se calcular geometricamente a área sob a curva da corrente no
indutor L,. Assim:
Io
Onde
=
2
-(Al+A2 +A3)
(7.4)
.
TS
Al, A2, e A3 são as áreas sob a curva
i,,
durante os intervalos
(t0,t,), (t2,t3)
e
(t4,t5),
respetivamente.
7.
couvianson Ti,-zvs-PWM-sNR
7. 12
[At
Alzizio
um
IIAÍ
A2=~
um
Up
1 Az
A3=3_i¿,
sendo
At io = t1`lo
Da equação
AÍ32 = t3`t2
›
N54
›
= ts`¡4
'
(73), tem-se que:
E2-V
,I
um
Í'
=
I2
V
If “E
E2
A razão
cíclica
D
pode
Um
V
ser definida a partir
D
_ 2
um
AÍ32
Lf
da Fig. 7.4 como sendo:
um
+ AL54
Mio
.
Ts
Então, o intervalo At” pode ser expresso a partir de (7.7) como:
Az”
Substituindo-se (7.8) e (7.l0)
DL
=
2
Pela substituição de (7.l2)
D
Ts
2
7
CONVERQOR TI,-ZVS-PWM-SNR
=
em
L]
(E/2)- V0
em
=
um
TS
ía-D)
(7.l1), tem-se:
ga
(E/2)- V0
+
na
(E/2)+ V0
(7.9), e deste resultado
LT
_Vi
(E/2)+ V0
L,
+f
um
`
em
iT2
(7.l3),
advem:
(7.l4)
7.13
Isolando-se a expressão (7.l3)
em
termos de
T E
DE
=_¿
_-V°)( __
14L,(2
2
1
e dividindo-se
ambos os termos por
1; (E/2)
V0
(E/2)
V°)
.
MD
+
VOJ
(E/2)
Substituindo-se (7.l6)
Il
em
_ (1 _
Q)
em
É
z
(7'l6)
-
21
4
(717)
'
(7.10), encontra-se
É
=
T;
Para a obtenção de
(D + (1)
obtém-se
(7.8),
1;
I3,
21
4
(718)
em
é necessário substituir-se (7.l8)
4L
__;_z1+
‹1›‹ D- q)
13
‹
Tsw/2)
média pode
'
‹E/2)
~
51€,/Ei
Das equações
(715)
,
V0
_-,
entao
4Lr
e substituindo-se (7.16)
J'
E/2, chega-se a
4L,11=(1_
Fazendo-se q =
resulta
1,,
(7.5), (7.6) e (7.7)
(7.10),
que resulta em
(719)
_
calculam-se as áreas e a partir de (7.4), a corrente
ser encontrada.
IA!
A1=121o
A1=
7
CoNvrRsoR TL zvs-PWM-sNR
2
fã/-:§1‹1-q›‹D+q›2
,
7
_
l
4
A2
: (11+1;)Az3,
2
A2 =
~(1-D)[(1 'f1)(D+‹1)+(1 +¢1)(D¬1)]
(E/2›T§
A=-_i4l-D
mr
2
‹
›‹
2
D- ‹1›
,
[At
2
A3 = (-ig;-'5(1+q)(D-q)2
-
Entao
1.,
=
{‹1-‹1›‹D+q›2+ 4‹1~D›‹D-‹12›+‹1+‹1›‹D~‹z›2}
10
b)
Modo
=
%í(2D-D2-q2)
.
(720)
de Condução Descontínua
Realizando o
no indutor L, da
mesmo procedimento que do
item anterior, a área sob a curva da corrente
Fig. 7.6 será
10
2
= _T_(Al+A2)
.
(121)
S
Onde A1
Atm
e
A2 são as áreas sob a curva ih no modo descontínuo, durante os intervalos
e At”, respetivamente. Então,
A
Il
1
A
7.
(722)
2
6
A2
Mw
=
flãâ
2
'
(723)
razão cíclica é definida por:
coNvERsoR Tuzvs-PWM-sNR
7_ 1
5
D
Da equação
(7.3)
2
í Arm
=
obtém-se a corrente
Il
(724)
.
que representa a corrente máxima no indutor
L,.
11 z
O
zero, é
intervalo At32,
dado
_...(E'2)'V°
L
Az 10
(725)
.
onde ocorre o decrescimento da corrente
ill,
do valor máximo
l,
até
por:
Ary
=
Arm
(7-26)
.
O valor médio da corrente de saída, calculada em um semiperíodo de operação de (721),
é
=
Io
Substituindo-se (7 .24)
{(E/2)-V,,+
2L,
Ts
2*
em
=
sendo q -_
21.,
)2
At1z0}
V0
_
(727)
(7 .27), tem-se
(E/2) Ts
4L,
D2 FE/2)_V°}
V0
,
(723)
~
(E/2)
=
(E/2) T
_¿L_S D2
,
ONVI' RSOR
(E/2)-V,,
V0
i-,
entao
10
7 (
(
TL ZVS-PWM-SNR
1(_<1¶
_
(729)
‹1
7.16
c)
Modo de Condução
Crítica:
O modo de condução crítica representa a fronteira entre os modos de condução contínua
e descontínua. Assim, pode-se encontrar
uma relação
entre
D e q, igualando-se a equação (7.20)
a(7.29).
2D
_
D2
(q-2)D2
Duas soluções são
2D2(1`¢I)
9
2qD
+
- qfi = o
.
possíveis:
a)D=q
Devido ao
_ qz =
fato dos valores de
e
q
_q2
b)D=--.
2-q
se encontrarem entre 0 e
l,
somente a solução "a)" é
fisicamente verdadeira, pois não são realizáveis razões cíclicas negativas. Portanto, pode-se
estabelecer
partir
uma
relação da corrente média de saída para o
modo
de condução
crítica, tanto a
da equação (7.20) quanto da (7.29), obtendo-se:
10
=
EE/¶'€z)(1_D)
(730)
4L,
OU
Ia
7.3.1.2
-
=
E2 T
S%-íq(1-q)
,
pois
D=q
.
(7-31)
Característica de Saída
A característica de saída em regime permanente pode ser completamente obtida a partir
das equações (7.20), (7 .29) e (7.30), representando os três
modos de operação do conversor TL-
ZVS-PWM-SR.
7
cowvnkson TL-zvs-PwM-sNR
7.
l
7
A
base igual
corrente média normalizada de saída
de
ser calculada fazendo-se a corrente
a:
Ibase
A
p pode
partir das
= Ê/2)_?¬¿
8L
(732)
_
I'
equações (7.20), (7.29) e (7.3l), para os diversos modos, obtém-se:
p
=
2D
p
=
2D2
=
p
D2
-
- q2
Lil
q
2q (1-q)
(MC
(MC
Contínuo)
Descontínuo)
(MC
Crítico)
(733)
,
(7-34)
,
(7-35)
.
Isolando a tensão de saída normalizada, q=V,,/(E/2),nas equações (7.33), (7.34) e (7.35)
encontram-se as expressões que estabelecem a característica de saída do conversor
Série
Não
Ressonante. Assim,
v
q =
(/
D(2-D)- p
2
q
4
= --2-l)_-
l
q =
P* 2D2
W
ii--í
~
As expressões de (736) representam
estão representadas na Fig. 7.7.
Como pode
razão cíclica D. As curvas são divididas
condução descontínua.
situação onde
1.
TL-ZVS-PWM
D=q,
A
Modo de Condução
Modo
Contínua
Descontínua
de Condução Crítica
as características de saída
ser observado, a tensão
(736)
.
do conversor, as quais
de saída é regulada pela
em duas regiões, uma de condução
contínua e outra de
linha divisória, isto é, a fronteira entre as regiões, representada pela
é o ponto
coNvERsoR ri,-zvs-i>wM-SNR
Modo de Condução
onde o conversor opera em condução
crítica.
7 18
_
1
_
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q
t
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.
MD
u=u,a4 (1 m°)
0.4 ~
M
l
L
O
Fig. 7.7
n=u,o3 (s°)
\
-
' '
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1
,
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MC
-
Conversor
'
aqui (su°)
1
U4
O2
_
o=u,s: ‹s5”›
1
I
:o
_
OB
N (15 do
O5
p
1
Curva da Característica de Saída do Conversor TL-Z VS-P WM'
Série
7.3.2
-
'J'
/'
l
1
TL-ZVS-PWM
Nao Ressonante
com
Série Ressonante
(om
= 10
A partir das expressões (6.8), (6.9), (6.10) e das restrições dos parâmetros, estabelecidas
no capítulo
6,
foram calculadas as principais grandezas do circuito considerando-se a freqüência
de chaveamento normalizada (o›m=oJ/co,) igual a
características de saída
do conversor, ou
em
normalizada de saída q
corrente de saída
p nas
lwx
as
0.6
0.4
para várias razões cíclicas D. Salienta-se que a
p
não são de mesma base.
Fig. 7.7 e 7.8
q
`
-
-
`
`-
-
'
e=|1o°
MD
_
,
15o°
i
Mc
z'
ksa
Í
'
,
50°
|
0.02
Fig. 7.8 Característica
coNvERsoR Tifzvs-Pwivi-SNR
95 0
-
I
|
aos
1104
p
um
do Conversor TL-ZVS-PWM
Série Ressonante,
7.
._
‹
0.2 1-
--"
0
|
|
1
`\.
Fig. 7.8 estão representadas as
curvas que estabelecem as relações entre a tensão
seja,
função da carga
Na
10.
03,"
=
10.
7.
l
9
Nas Figuras
ressonante e a tensão
7.9 e 7.10 encontram-se representadas a corrente eficaz
no indutor
máxima no capacitor ressonante norm alizadas, respectivamente, em função
do ângulo de controle
6.
0.1
¡
|
|
q =n 'n s
|efLrn
aos
“'4-
-
0,6
0.05
-
-
um -
11.02
0
~
'
J_ _ .
' _
. .
__
MD
`
~ ¬
~
MC
`
o,s
\
-
_._
`-51,95
J.`
‹
`
1
wo
sn
0
`
"T
-t-
-
150
6
em L, versus
= 10
Fig. 7.9 Corrente eficaz normalízada
ângulo de controle
um L
'
9,
com
'
'
q=u,o5
um -
0.000
-
_
ams-
umâ-
Mc
_
f'
MD
_,
-
`~`
o,s
`*
mm `
O
J
M
M-
Vmáxün
\
-
×
`¡u,s`š
_:
4.
so
`‹
1
mo
|
iso
9
Fig. 7.10 Tensão norrnalizada no capacitor ressonante versus
ângulo de controle 9, mm = 10
Nas Figuras
normalizadas
7.
7.11 e 7.12 estão representadas a indutância e capacitância de ressonância
em função da
(:oNvERsoR Tr,-zvs-r>\vM-SNR
tensão nonnalizada de saída q, para alguns valores de ângulo de
7.20
controle
9.
W_
'
o=11o°
i
'
Lm
_
i
iso”
110”
¡
_
"-5
”
U
95°
_
`
50°
I
i
u
0.2
na
mis
lis
.
_
em função da
Fig. 7.11 Indutância normalízada de ressonância
normalizada de saída.
Cm
:›::::;
ii
1
Q
1
1
tensão
:À:_:À:À;':.í§nÀ.¢_°.À;À
11111~'1111=11f11=š=1fl1111111111111fã1f11111==1IIf11=¢=íHá=1===1=====*'f§y'âà°
5m
'IÊIÍIIIIIIIIIÉIÍIIIilšiIIIII22212IIIIÍIIIÉIIÍIIIIIIÍIIIIIÍLÊII'/
fsõ'°“
50
0
0.2
0.4
as
os
'ó;à'à'õõ"
Q
Fig. 7.12 Capacitância normalizada de ressonância
tensão normalizada de saída.
Nas Figuras
indutor ressonante
1
em fimção da
7.13, 7.14 e 7.15 estão representadas as energias
Em, no
capacitor ressonante EC", e a
máximas acumuladas no
soma resultante Em, respectivamente, em
função da tensão normalizada de saída, para vários ângulos de controle
7.
coNvERsoR 'rlfzvs-PWM-SNR
9.
7_21
5
E Lr n
1
|
1
|
50°
-N-
95°
*
4
-B-
`
'
1zo°
*$-
1so°
-0-
e=nu°
'
=_.:==
“__
lí
1_._
_
ú__..._
,=..
.Q
no indutor ressonante versus tensão
normalizada de saída
Fig. 7.13 Energia normalizada
0-04
1
EG"
aos
-
s
|
4
su°
-46-
X1
as °
-
-‹›-
.
20°
l
.-.-.
.
E
0.02
-
15n°
-0-
\
-
›
°="_1°°
.
um -
.
-
1
z
0
02
.
_._._....š=¢:'~"-=`:-:=-z;...-_
05
HA
03
q
1
no capacitorsressonante versus
tensão normalizada de saída
Fig. 7.14 Energia normalizada
Em
5
5
a
n
›
|
50°
_
_
-×-
95°
4
`
3
- 1
-Q-
'
|zo°
=I_
150”
-
-°-
o-no°
',
-
z1-
-
`*`
`
0
0.2
.
64
.
08
.
M
q
1
no tanque ressonante versus tensão
normalizada de saída.
Fig. 7.15 Energia
7.
coNvERsoR TL-zvs.PwM¬sNR
722
Como
se
pode observar, a energia envolvida no capacitor
comparada com aquela envolvida no
Na
indutor.
é muito
pequena quando
realidade, neste caso (o)5,,=l0), a energia
envolvida no capacitor (praticamente igual a zero) não interfere no processo de transferência de
potência para a carga.
Há que se considerar, porém,
isolados ("off-line"), surgem não~idealidades, tais
das chaves semicondutoras, ou
que na implementação prática de conversores
como
mesmo pequenas
diferenças entre os tempos de comutação
discrepâncias nos ângulos de condução e
bloqueio provenientes do comando. Estas não-idealidades pode dar origem a
uma componente
de tensão CC, a qual, ainda que seja de pequena monta, é suficiente para levar o transformador
à saturação. Por esta razão, é usual colocar-se,
capacitor, cuja a função é bloquear a citada
capacitor ressonante no conversor
7.3.3
-
em
em
série
componente CC. Outra não
a realização de
nos itens anteriores, o conversor
uma comutação não
dissipativa.
todos os
modos de condução
modo tem
TL-ZVS-PWM
Série
Não
seus requisitos próprios para
uma
larga faixa de carga, torna-se necessário operar
(contínua, crítico e descontínuo).
haverão somente comutações
Nos modos descontínuo
ZVS nas aberturas das chaves semicondutoras.
em uma
e
Portanto, para
larga faixa de carga é necessário
circuito auxiliar de comutação.
As comutações
7.
a função do
Por exemplo, se o conversor opera somente no
que o conversor possa operar com comutação suave
um
também
de condução contínua, todas as comutações realizar-se-ão sob zero de tensão (ZVS). Por
outro lado, se 0 conversor deve atender a
crítico
é
um
estudo.
Ressonante possui diferentes modos de operação. Cada
em
o primário do transformador,
Estudo da Comutação
Como mencionado
modo
com
críticas
coNvr;RsoR rrfzvs-PWM-sNR
(menos favoráveis) ocorrem
entre as chaves semicondutoras
mais
7.23
internas (S2 e S3),
quando o conversor opera em modo descontínuo ou
a energia armazenada no indutor
no
L,,
instante
crítico.
da comutação, é igual a
Nestas situações,
zero.
O circuito auxiliar é projetado de modo a realizar uma comutação em um tempo máximo
pré-estabelecido. Considera-se que durante as comutações entre as chaves semicondutoras S2 e
S3 a corrente
no indutor
auxiliar é constante e de valor
La!
O
tempo de comutação
tc
E
=
máximo, tem-se:
Ts
lólmózuzz
dado por:
é
CE
tc:-I-_*
.
máxlal
Então, o indutor auxiliar La, pode ser calculado por:
_ Ts
Lal
7.4
-
tc
16C
PROJETO-EXEMPLO
A
partir das
equações e curvas obtidas na seção
componentes do conversor
partir das
TL-ZVS-PWM.
equações do item
7.3.1, e
7.3, serão calculados
os principais
Usar-se-ão dois tipos de procedimento, o primeiro a
o segundo das equações e ábacos dos itens 6.3 e
7.3.2.
Para
ambos, os dados de entrada são os seguintes:
7.
= 1,21<W
-
Potência Nominal de Saída
:>
P,
-
Tensão de Entrada
:>
E = óoov
-
Tensão de Saída
:>
V, = óov
-
Freqüência de Chaveamento
:>
f,
CONVERSOR TL-ZVS~PWM-SNR
= 1oo1<Hz
7.24
7.4.1
Projeto-Exemplo do Conversor
-
A
a
0,6.
circuito.
A relação
Série
Não Ressonante
equações obtidas no estudo analítico (item 7.3.1) são calculados os
partir das
parâmetros do
TL-ZVS-PWM
Adotou-se a razão entre a tensão de saída e a de entrada,
q,
sendo igual
de transformação nu é calculada por:
_qE_0,6.600V
nzr”"_”_i'"_"
2.60V
2V0
n,,=3
.
-
Adotando D=0,83 (G=150°), como sendo a razão
facilmente obter o valor do indutor
L,.
Como D>q,
cíclica a plena carga, pode-se
faz-se uso da equação (7.20). Então:
E2T
Lr=_L__._€fi(2D_D2_q2)
810
L'
3
300V.
=-_-_-_20A
L, =
7.4.2
-
10|.\s
8
.
(
2.0,83-0,83 2 -0,62)
.
34,4pH
.
Projeto-Exemplo do Conversor
TL-ZVS-PWM
Série Ressonante, com
= 10
A partir das expressões e ábacos obtidos no item 6.3, do capítulo anterior, são calculados
os valores dos componentes do circuito,
que no item
anterior,
como também os principais parâmetros. Da mesma forma
adotando 9=l50°, podem-se obter os valores do indutor L, e capacitor C,
a partir das Figuras 7.11 e 7.12. Então, a indutância e capacitância de ressonância
calculadas por:
7.
CONVERSOR TL-ZVS-PWM-SNR
podem
ser
L,
L'
É
= 0,29
=
L'"
V0 Io
onde ms = Znf,
cos
L, = 35|.\H
3
c, = 341
_-_
Vo 10
c, = c,"
(E/2)2<»>,
c, = 7,2spF
A
corrente eficaz no indutor L, a plena carga é calculada a partir da Fig. 7.9.
E
Ieflrzƒeflrní,
Í'
onde
E
Z,=pn,,T.
0
Da
Fig. 7.8
obtém-se que p= 0,048. Então,
z,=0,04s.3.-ÊÊ-=2,1ón.
2.20A
Da Fig.
7.9 obtém-se Iem
=
0,055. Então,
1ff”
A tensão máxima no
7.
coNvi‹:RsoR T1,zvs-PwMsNR
600V
=0,055.í
2 2,160
=7,õA
.
.
capacitor é calculada por:
vma,
=
VWC,
= 2,31/
V,,,w"
-É-*Í
= 0,0077
.
%
.
7, 26
Verifica-se através dos resultados obtidos nos projetos-exemplos, que os valores das
indutâncias L, são da
e
mesma ordem,
quais sejam: no primeiro caso (não ressonante)
A
no segundo (ressonante oosn=10) L,=35,0uH.
circuito
C,,
para
não
um
altera a
performance do
com maior que
8,
L,=34,4uH
presença do capacitor de valor C,=7,25uF no
circuito. Isto significa
que a presença ou não do capacitor
não modifica as características externas do conversor, pois sua
energia é muito pequena. C, deixa de ter função de capacitor ressonante para atuar
como
bloqueador da componente CC, conforme já discutido anteriormente. Por esta razão, sua
denominação passa a
ser capacitor de bloqueio Cb.
mão da metodologia
apresentada no item
7.4.3 -
7.2.
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e S4
A
corrente eficaz nas chaves S, e S4 é expressa por:
_
-
i
1
Igs” =
7.4.4
Para o projeto deste elemento pode-se lançar
Ts
r
Atwí
lg
(7.37)
dt
Cálculo da Corrente Eficaz nas Chaves S, e S,
A
corrente eficaz nas chaves S2 e S3 é calculada através de
A
Az¡o+At54
:
f
Í¡»zâ.‹uz1^'1o"¡1^'s4l
TE-í--_-ii
*Ii
T;
B
=
f
A:¡0+A:54
_1,A¢,4+41,mm,¢_IMMí
Atlo
Atlo
I -I
--Li-_
T
t--S
Í4^'1o¡mó×uz1
É
[llz
Ts
dt
Ts]
T
2
At54+Atw___.§
4I
+I3+---"““'“¡
Ts
-Im”,
dt
2
181,823
7.
CONVERSOR TL-ZVS-PWNÍ-SNR
=
1
jíS
(A+3)
(738)
7.4.5
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D, e D4
A
corrente
média nos diodos D,
e
é obtida através de
D4
Az”
1MCÂDÍ4
7.4.6
-
z
A
Ts
(739)
kg
diodos D2 e D3 pode ser obtida por
mu
_
T3
11:
f
[1MM,;,m+1¡Az,4]
At 10
_
1,Az:5,,
At 1o
+
41%,: _]
Ts
""”“' dt
Í4^'1oImú.zm1"¡iT.‹]
3
0
=
41
I
t
f T3_[z-A¢54]+%4~1MM¡
t4
S
5
Ar”
Imdw
-
Ízf
1
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D2 e D,
A corrente média nos
7.4.7
_ __
dt
A
=
1
í(A +3)
(7.4o)
S
Cálculo da Corrente Média nos Diodos Del e Dc,
A
expressão da corrente média nos diodos Dc, e Dez é
(I +I)At
1medDc -_ _1_%__?£
(7.41)
s
7.4.8
-
Cálculo da Corrente Média nos Diodos D,, e D,2
A corrente média nos
7.
coNvERsoR Tlfzvs-PwMsNR
diodos D,, e D,2 é calculada através de
728
7.4.9
Cálculo da Corrente Eficaz no Indutor de Ressonância
A
corrente eficaz no indutor de ressonância pode ser expressa por:
Az10
=
1;”
7.4.10
-
Corrente
As
_;
s
máximas nas chaves semicondutoras são dadas
z
dr
(7.43)
54
=
por:
(7.44)
11
At +At
41
(145)
S
as perdas nas chaves semicondutoras são as seguintes:
: 2
Rdv [lãfsu +
Pwmiv Z 2
7.4.12 Cálculo das
Iâsz-3]
Vzhd (ImedD14+Im¢‹1D23)
PS14
: 2
[Ras
Pszs
= 2
[Rós ÊS23
IQZÍSI4
+ Vrhd
lmednui
J*
Vzhâ Imzavzai
(746))
(747)
(748)
(749)
Perdas nos Diodos Grampeadores
As perdas nos diodos grampeadores
PcondDc
são expressas por:
: 2
Vthd ImedDc
(750)
Cálculo das Perdas nos Diodos Retificadores
As perdas nos diodos grampeadores
Pcondbr
7
2
¡l.~-¡Mml
Pconds
-
ä
t
Cálculo das Perdas nas Chaves Semicondutoras
As expressões para
7.4.13
0
I
nas Chaves Semicondutoras
,M2
-
+13]zdz+f
t32
[Mm
7.4.11
»
._11Ã_3[Az32-z]
0
0
Az,
I -I
d¢+f
f í1í}
tl0
Máxima
correntes
Az”
2
I
CONVERSOR
TL-ZVS-PWIVI-SNR
são dadas por:
: 2
Vthd Imedür
(751)
7.5
SIMULAÇÃO DO CONVERSOR TL-ZVS-PWM-SNR
-
De maneira
a verificar o princípio de operação e validar as análises anteriormente
em
foram efetuadas simulações do conversor
realizadas,
especificações de entrada são as
mesmas que
PROSCES). As
estudo (programa
do projeto-exemplo. Os resultados das
as
simulações obtidas a plena carga (V0=60V e 9=150°) estão na Fig. 7.16, e os resultados
9=95° e V°=60V
400
em
condução descontinua, são mostrados na
¡
III
,
vM1(V)
'
400-
1
¡'
1
1
I
1
I
1
200¬
¡'
'
,
I
I
'
I
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1
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0
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I
1
-200-
~ 100
¬_-`.-_-
-200
0.00
0.05
_,::
0,00
0.20
0.15
0.10
xio'4
Tensão dreno-fonte e corrente no
Fig. 7.16a.
MOSFET M
t (5
0.20
0.15
0.10
x1o'4
0.05
Fig. 7.1612. Tensão dreno-fonte e corrente
MOSFET M,
,
400-
no
15
iu- :ao
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I
1
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,
1
11
I
(A1/`\
~
I
I
,
100
àuzwao
1
,
I
200
Fig. 7.17.
S00-
imuau rn
300
com
I,
`\
`
'
_z
z
IJI
\
\
“
\
\
'z
."
_,
-200 -
l
_z
\
\
0.05
\
I
\
V'
0.10
×m'“
,
\
1
5
1
\
1
\
0.00
z
/z
,
'1.coNvr‹:RsoR
TL-zvs-PWM-sNR
z
z
z
1
`
if
z
z
"
"
z
z
"
\¡'
0.15
Í.
0. 20
(5)
Fig. 7.16c. Tensão vab e corrente no indutor
l"€SS0l'I(Iní€
z
z
-15
0.00
0.05
Fig. 7.1 6d. Tensão
nO
0.10
xw-4
z (5
0.15
no capacitor
0.20
e
corrente
ÍÍ'IdllÍOÍ" l"€SSOf1Cll1Í€
7_
0
2°"
;;0=a×a0‹m
|
|
200
z
\
vL0i(V)
_,
\
100
z
_ _ _ _ .
0
__
4
z
z
I
W0
z
\
,f
0
-i00
-200
1
1
1
1
1
1
1
f
I
1
1
I
1
\;Ln1×50‹A›
\
\
,f
\
\
II
\
\
\
\
/
\
\
\
\
\
\
\r
1
1
1
1
1
\\
1
\
\`
\
1
\
\
\
~
\
\
z
-100
-300
vD‹:1 (V)
-400
0.00
0.05
Fig. 7.16e.
0.10
x10'4
-200
0.00
t (sl
0.20
0.1 5
Fig. 7.16f Tensão e corrente no indutor
auxiliar de comutaçao
Tensão e corrente no diodo de
grampeamento Dc,
l&5
UDP!
4»
IDFÂI
t (5)
0.20
0.15
0.10
xx0“4
0.05
(À)
N.0
7fi
Sfi
25
OJ
-ZE
F18
`
Fig. 7.16 Resultados
.
7.1 6g
0 (el
010
0.15
0.10
0.05
0.00
x10"
Corrente na saída do retifieador
da simulação do conversor TL-ZVS-PVWVI-SNR a plena carga.
400
400
vnslv)
300
¡¡,,4°¡¡)
âMau40(A
1
vM2(v)
5
:oo
I
»
H
200
ru
100
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I
I
I
:oo
I
0
OO
1
,
I
,-
\
1
I
|
0
-100
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|\||I|| I
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-200
0.00
0.05
0.10
x1o'4
0 15
.
t‹a)
0.20
Fig. 7.17a. Tensão dreno-fonte e corrente
MOSFET M,
7.
CONVERSOR TL-ZVS‹PWM-SNR
I
.`f-
-100
0.00
0.05
0.10
x10'^
0.15
do Fig 7 17b Tensão dreno-fonte
.
.
.
MOSFET M,
L (sl
0.20
e corrente
no
7.31
400-
1°
¡`iL|'I40 (A)
'
›
1
¡
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,\
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'
t
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1
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.
Fig. 7.1 7c.
›u‹›'^
f.
o.ao
0.15
o.io
o.o5
o.oo
›:
-10
o.oo
(B)
corrente no indutor
ressonante
Tensão
vab e
'um-1
B_
mm
~
e corrente
"Mm
(A)
'2~
no capacitor
Í57
no indutor ressonante
200
+
×m"
Fig. 7.I7d. Tensão
10-
T-
o.zo
0.15
o.1o
o.os
100
5__
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-
0
0.00
0.05
0.15
0.10
xau*
Fig. 7.17e. Tensão e corrente
grampeamento D,,
'200
0.00
I (8)
0.20
0.10
x1o“'
0.05
0.15
Í Íl)
0.20
Fig. 7.17f Tensão e corrente no indutor
auxiliar de comutação
no diodo de
200
¡1Dr:1n30(A)
100
\
z
»
z
4
-_-_-¬,
fz
_»
9
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_ __ __ _
z
__
-___
\
-100
-200
-300
Dn 1
-4oo
o.oo
(Vl
o.os
Fig. 7.17g. Corrente
o.1o
x1o““
0.45
uu)
o.2o
na saída do retificador
do conversor TL-ZVS-PWM Série Não Ressonante,
V/n=60V em condução descontínua.
Fig. 7.17 Resultados de simulação
9=90°
1.
coNvERsoR TL-zvs-PwM-sNR
e
7 32
_
7.6
-
RESULTADOS EXPERIMENTAIS
A
partir
do projeto exemplo realizado na seção anterior e dos resultados obtidos
simulações, foi implementado
com
em
um conversor TL-ZVS-PWM
laboratório
série
em
não ressonante,
as seguintes especificações:
Potência nominal de saída
Po =
Tensão de entrada
E = 600V
Tensão de Saída
vo= óov
Freqüência de chaveamento
fs
Indutância de ressonância
L,= 34pH
Capacitância de bloqueio
Cb= 10pF
Na
Fig. 7.18 está
1,2kW
= l00kHz
desenhado o diagrama do conversor
Ressonante implementado, indicando os componentes
Série
Não
A indutância de ressonância total
utilizados.
é composta pela indutância de dispersão do transformador
TL-ZVS-PWM
(4pH)
e por
uma
indutância externa
(30pI-I).
M.i_|
Cai -L
22 BUF
Lai
BSM
5-3/7
CEE'
aalzxurf
-
M5
n|=Tsø4ø
_ SW
E/2
Dci
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MURMG
iq
Rb EE”
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-J
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Cb
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E-65/39
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MUR154
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“
I
Dri.
Ty-
__.
E/2
D›-2
MuR154
saw
do conversor TL-Z VS-PWIVI
Não Ressonante implementado
Fig. 7.18 Circuito de potência
Série
As formas de onda experimentais nos principais elementos do circuito foram
a plena carga (P°=l200W, V0=60V, I°=20A).
Os
1.
As fotografias
fotografadas
são exibidas nas figuras 7.19 a 7.25.
resultados experimentais confirmam os resultados preditos na análise teórica e simulações.
coNvr‹:¡‹soR ri..zvs-PWM-SNR
7 33
_
l
Fig. 7.19
Tensão dreno-fonte de M, (curva
Corrente de dreno de
M
1
sup.). Esca/a.'1()()IÁfdiv,2u.s'div
(curva inferior).
1;`scala.'5A«^div, 2,usfdiv
*w
\
Fig. 7.20
Tensão dreno-fonte do M2 (curva
Corrente de dreno de
M2
sup.). [isca/a:1 001//div, 2,us‹div
(curva inferior).
Í;`.s'cala.'5A×div,
2,u.s'
div
\
Fig. 7.21
Tensão enire os ponlos "a" e "b"
Corrente no indutor
7.
(ÍONVERSOR TL-ZVS-P\VM-SNR
L,.
v,,,,.
Escala:
Escala:
1()OVf'div, 2u.\' div
5Af'div, 2,us/div
7
Fig. 7.22
Tensão no indutor
auxiliar. Escala: 501/»div
Corrente no indutor auxiliar. Escala:
Fig. 7.23
Tensão sobre o diodo relificador de saída.
Corrente na saída do retificador.
Fig. 7.24
(Íorrente
7.
(),5A/div, 2,us×div
l;`scula:2()A div, 2,us 'div
Tensão entre os pontos "a" e
"b”.
Escala: 1()()V'div
no indutor ressonante (Modo Descontínuo).
(TONVERSOR '|`l.-Z\'S-PWM-SNR
Iísca/a.'5()V div
/isca/a.' 5/1 div,
2,u.s'
div
7
Na
Vo=60V
no indutor ressonante, para
Fig. 7.24 estão representadas a tensão vab e a corrente
e I°=l0A.
Como
no modo descontínuo.
se observa, o conversor está operando
As curvas caracteristicas de saída CC do conversor foram levantadas experimentalmente,
conforme mostra a
9=95° e 9=l50°. As curvas
Fig. 7.25, para os ângulos de controle 0=50°,
teóricas (traço contínuo), para os
iooV“ (V)
mesmos ângulos também
estão traçadas.
-
.
›‹
ao-
X
X
ao-
X
-
X
~
x
X
ao-
×
e=1so°
*
`
X
'
×
20-
X
O
0
_
_
5
10
Fig. 7.25 Característica de saída
e=95°
e=so°
'
›
_
_
25
20
15
30
do conversor TL-Z VS-P
¡v‹^›
35
WM Série Não Ressonante
Foi medida experimentalmente a eficiência do conversor
Ressonante
eficiência
foi
em
em
função da corrente de carga, para
uma tensão
de saida igual a 60V.
O
função da corrente é mostrado na Fig. 7.26.
TL-ZVS-PWM
valor
O
Série
Não
gráfico
da
medido a plena carga (20A)
de 87%.
100 '
Efi‹(%)
_
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17.5
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20.0
1,‹›\›
Fig. 7.26
-1.
Curva de eficiência versus a corrente de carga, para
couvnxson ri,-zvs-PWM-sNR
V0
= 60V
7_ 3 6
7.7
-
CONCLUSÃO
O
conversor
CC-CC
Três Níveis Série
tensão modulado por largura de pulso
carga, assegurando
de carga
comutação ZVS,
foi necessário incluir'
um
Não Ressonante com comutação em
TL-ZVS-PWM-SNR,
zero de
operando desde a vazio a plena
Para operar
foi introduzido neste capítulo.
em ampla faixa
Este conversor é indicado
circuito auxiliar de comutação.
para aplicações onde se requeiram alta tensão de entrada, alta freqüência, alta potência, baixa
corrente de saída ou quando não existem severas restrições de ondulação ("ripple") de tensão de
saída.
São indicados também quando se deseja
O
conversor abordado possui
critica e descontínua.
três
características de saída
modos de operação: modo de condução
Todos os modos de operação foram
analiticamente definidos.
Um projeto foi realizado
comprovam
contínua,
completamente identificados e
a partir das equações e ábacos obtidos, onde
foram calculados os principais elementos e parâmetros do
e dos experimentos de laboratório
do tipo fonte de corrente.
circuito.
Os
resultados das simulações
e validam o estudo analítico.
Um protótipo foi projetado e construído, para Po=1,2kW, Vo=60V, fs=l00kHz e E=600V
(tensão de entrada).
7.
A eficiência medida a plena carga foi
CONVERSOR TL‹ZVS-PWM-SNR
de 87%.
37
CAPÍTULO
3
ESTUDO COMPARATIVO DOS CONVERSORES
ESTUDADOS
8.1
-
INTRODUÇÃO
Este capítulo tem por objetivo realizar
um
estudo comparativo entre os seis conversores
Três Níveis abordados nos capítulos anteriores. São relacionadas e discutidas as principais
diferenças, entre elas:
número de componentes de
componentes, faixa de carga
com operação ZVS,
potência, níveis de corrente através dos
característica de saída,
ondulação da tensão (ou
corrente) de saída, comutação nos diodos retificadores de saída, tipo de
Salienta-se que todos os protótipos implementados
é de alta freqüência (HF), constituído de
um
e eficiência.
possuem os mesmos componentes
O transformador
semicondutores de potência e transformador.
comando
de isolação e adequação de tensão
núcleo de ferrite do tipo E-69/39 (Thornton),
15 espiras no primário e 10 espiras no secundário, do tipo derivação ("tap") central.
encontram-se as
seis (6) estruturas
Transistores principais:
Na Fig.
8.1
a serem comparadas a partir dos resultados obtidos.
Nominalmente os componentes semicondutores que fazem
-
com
MOSFETS APT5040
parte destas estruturas são:
(Advanced Power Technology),
Rd,(o,,)=
0,452 (250 C)
s
MUR440
-
Diodos Grampeadores
-
Diodos Retificadores de Saída
1
Esruno comruumrivo Dos coNvERsoREs
1
(Motorola)
MURl54O
(Motorola)
3_1
s1
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S3
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Dra
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DCE
If Conversor
Seis conversores Três Níveis para estudo
Esruno comvâmrxvo Dos coNvERsoREs
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8.
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8.1e Conversor
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8.1c Conversor TL-ZVS-P
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TL-Z VS-PWM C/ I CAC
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TL-ZVS-PWM-PR
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8.1b Conversor
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8.1d Conversor
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M
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94/
8.1a Conversor TL-ZVS-PWIVI
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-
Lp
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DP1
E1 Tr
T
E2
TL-Z VS-P WA/1-SNR
8,2
8.2
-
ESTUDO COMPARATIVO
O
completa
CA-CC
conversor de entrada
trifásico
REDE
com um
Li
l\f\/'\/\_
Cil
l 'Rel
l
~
L
L
[:Dc1
Elementos de
Ressonância
.zëzzó
A
.Q
retificador
Rae
cia
A
DCE'
ln
i
I
i_
Saída
Fig. 8.2 Circuito básico dos Conversores
Conseguem-se as duas fontes
com o capacitor
Como
pode
Cn.
ponte
C.Q.C.
E
IA
I-*
série
em
L¡C¡ de saída, conforme mostra a Fig. 8.2.
filtro
A ¿ À
um
utilizado para os ensaios foi
CC
Os resistores Rc,
se observar
na Fig.
[mplementados
de entrada através de
um
divisor capacitivo,
Ci,
em
e Re; são resistores de equalização estática de tensão.
8.2,
existem três blocos no circuito, os quais são
identificados por: Elementos de ressonância, C.A.C. (Circuitos Auxiliares de
de Saída. Os elementos de ressonância
Ro
podem
ser de três tipos,
ou
seja,
Comutação)
não ressonante
e filtro
(L), série
ressonante (LC) e paralelo ressonante (LC). Existem outros tipos de elementos de Ressonância,
como por exemplo, LLC e LCC, que são abordados na literatura em
para
um
conversor FB,
mas não
[96] e [84], respectivamente
serão alvos de nosso estudo.
Os elementos de ressonância oferecem uma determinada impedância
carga (Fig.
8.
8.3).
entre a fonte e a
O primeiro tipo é designado por não ressonante, pois todas as etapas de operação
ESTUDO COMPARATIVO DOS CONVERSORES
são lineares, à exceção das etapas de comutação.
O
segundo é o tipo Série Ressonante pois dá
origem ao Conversor Série Ressonante, no qual a carga está conectada
em
série
com
os
elementos ressonantes. Por último, o Paralelo Ressonante, que dá origem ao conversor de mesmo
nome, onde a carga
é
normalmente conectada
ein paralelo
com o
capacitor de ressonância.
LP
E L*_J¬flrv\__¬E
°3
1
Cl”
L.r¬
E 1 ementas de
l:›
Ressonância
._¡vvv\___|
1
¡
i
LP
O
bloco Circuito Auxiliar de Comutação C.A.C pode ser de dois tipos:
Em
uma
a)
com um
b)
com
(1)
CAC
dois (2)
CAC
alguns conversores a presença do
CAC não
é necessária, seja
porque operem com
faixa de variação de carga limitada, seja porque o tanque de ressonância possui energia
suficiente para realizar as
característica de
8.
Não
Ressonante
b) Tipo Série Ressonante
c) Tipo Paralelo Ressonante
8.3 Tipos de elementos de ressonância
a) Tipo
Fig.
Í
Y*
comutações independentemente da faixa de carga, sem perder a
comutação suave (ZVS). Os
ESTUDO COMPARATIVO DOS CONVERSORES
CACs
estão ilustrados conforme mostra a Fig.8.4.
Ê
L__I
B
Lai
,J^Pvv\_
1
Cal
94
LÉJ CEE
¬3
c.n.c.
1
4
.
Ê
b
¡___|CaJ.
Lai
L_a2
.__/\/vv\__/vvv\_.4
1
L'_"'._|
Caa
*B
1
zz)
b) 2
CAC
CACs
Fig. 8.4 Tipos de
Os conversores estudados podem
primeira ordem, formado somente por
indutor e
um
capacitor,
um
CAC
ter dois diferentes tipos
de
capacitor, e outro de segunda
conforme mostra a
Fig. 8.5.
E
1~
filtro
de saída,
um
de
ordem formado por um
CF
Fi 1 tro de
1
saída
I:
`
L.-F
1
Í
1
Ordem
Segunda Ordem
a) Primeira
b)
É
CF
Fig. 8.5 Filtros de Saída dos Conversores
Os conversores
um capacitor apresentam
cujos filtros são constituídos somente por
urna
ondulação de corrente elevada na saída, impondo a utilização de capacitores de grande valor a
fim de manter a ondulação ("ripple") da tensão
conversores
aplicações
em
com
níveis baixos. Este fato coloca tais
desvantagem, com relação àqueles que empregam
baixas tensões e altas corrente de saída.
adequados para saídas com
Os
filtros
filtros
de segunda ordem,
alta tensão.
ESTUDO COMPARATIVO DOS CONVERSORES
em
de primeira ordem são, porém,
alta tensão e baixa corrente, por prescindirem
magnéticos adicionais no lado de
8.
em
de elementos
8.1
-
TABELA DOS PRINCIPAIS PARÂMETROS
1
2
3
4
5
6
E
600V
600V
600V
600V
600V
600V
V.,
60V
60V
60V
60V
60V
60V
L,
25A
25A
25A
20A
20A
20A
P.,
l500W
1500W
1500W
1200W
1200W
1200W
nn'
3
3
3
3
3
3
ImásS14
8,3A
8,3A
9,3A
16,lA
l1,2A
l2,6A
ImáxS23
8,3A
9,8A
9,8A
1ó,1A
12,sA
13,6A
IeÍSl4
3,9A
3,9A
4,2A
5,9A
4,3A
4,4A
IeÍS23
5,4A
5 ,6A
5 ,6A
7,2A
5,5A
5,7A
ImédDM
o,19A
0,19A
1,2A
o,s3A
o,27A
0,23A
Im¿dD23
0,19A
0,25A
0,24A
0,83A
0,43A
0,36A
PMOSFET
4ó,1W
4x,1W
52,3W
108,2W
óo,1w
62,4W
Imédbc
1,7A
l,7A
o,s3A
1,2A
0,89A
1,76A
ImédDr
12,5A
12,5A
12,5A
10,0A
10,0A
10,0A
77,2W
79,3w
81,7W
135W
86,2W
90,9W
o,55mJ
0,5 5mJ
o,55mJ
7,8mJ
3,9mJ
2,7mJ
3 ,0mJ
1,3mJ
Pcond
Semicondulores
Eh
ECr
0,42mJ
ELal
o,42mJ
0,42mJ
o,11mJ
ELa2
Rds(on)
0,5Q
0,5Q
0,5Q
‹›,ó§z
0,6Q
0,6Q
v.h
1,1v
1,1V
1,1V
1,2V
l,2V
l,2V
314,1V
159,7V
VmâxCr
8
o,42mJ
ImáxLr
8,3A
8,3A
8,3A
16,1A
11,2A
12,6A
PcondDr
27,5W
27,5W
27,5W
24,0W
24,0W
24,0W
PcondDc
3,7W
3,7W
1,8W
2,9W
2,1W
4,2W
Efic(25A)
93%
92%
90,5%
Efic(2oA)
94%
93%
92%
84,5%
88%
87%
ESTUDO COMPARATIVO DOS CONVERSORES
8.2
-
TABELA COMPARATIVA DOS CONVERSORES TL-ZVS-PWM
Possibilita
1
2
3
4
5
6
Não
Não
Não
Não
Sim
Sim
Sim
Sim
Sim
Sim
Sim
Sim
LC
LC
LC
LC
C
C
Sim
Sim
Sim
Não
Não
Não
Phase-Shift
PWM
PWM
PWM
Curto-Circuito
Regulação
3 V3.ZlO
de
Saída
Filtro
Grampeador
Tensão Dr
l
t
Tipo Comando
PWM
N” de Componentes
CAC + CR
1
3
4
2
5
4
Circuito Auxiliar
Não
Sim( 1)
Sim(2)
Não
Sim(1)
Sim( 1)
Parcial
Toda
Toda
Toda
Toda
Toda
PWM OU
Phase-Shift
`
Faixa
ZVS
i
Numeração dos conversores das Tabelas
A
I
-
Conversor TL-ZVS-PVWVI
2
-
Conversor TL~ZVS-PWJVI c/
3
-
Conversor TL-ZVS-PWIVI c/ 2
4
-
Conversor TL-ZVS-PW.M-PR
5
-
Conversor TL-ZVS-PWM-SR c/
6
-
Conversor
CAC
CACS
CAC
TL-ZVS-PWM-SNR c/ 1 CAC
1
tabela 8.1 apresenta os valores dos principais parâmetros dos seis conversores
operando a plena carga. Observe-se que nos conversores
1500W
1
8.1 e 8.2:
e nos conversores 4,
condução nos
MOSFETS
5
e
6
é de
IZOOW.
1,
Isto se
2
e
3 a potência a plena carga
deve ao fato de que as perdas de
de potência nesses três últimos conversores (4,5,6) são maiores,
impondo a diminuição da potência máxima em 20% para permitir a
componentes de potência empregados nas demais
s
é de
ESTUDO COMPARATIVO Dos coNvr~:RsoREs
utilização dos
mesmos
estruturas.
8_']
A partir
.
dos resultados de análise e experimentais obtidos verifica-se que o conversor
um menor número
1 proporcionou a maior eficiência (93%), ao lado de
outro lado, opera
com comutação ZVS em uma
leves, a estrutura apresentará
pode
se citar,
comutação
Ao
faixa limitada de carga.
dissipativa.
atender a cargas
Como conseqüência da comutação dissipativa
além do aumento das perdas, a elevação dos níveis de ruído (EMI e RFI) e
impossibilidade do emprego do
Cumpre
comando
de componentes. Por
que o uso de
salientar
uma
simples,
"tiristor dual".
um
circuito
do tipo
tiristor
dual confere,
com um
importante característica de segurança e robustez ao conversor,
protegendo-o contra sobrecorrentes e prevenindo-o contra curto-circuitos de braço (1-4 e 2-3).
tiristor dual,
no entanto, somente opera com comutação sob tensão
Quando os aspectos
prioritários, os conversores
2
performances, principalmente
presença de
um
filtro
confiabilidade e operação
e
3 são
em
as alternativas a
ZVS
aplicações de baixa tensão de saída e alta corrente, devido à
No
de saída do tipo LC.
3,
garante-se comutação
conversor 2,
com um
1,
2
e 3, assim
como
ZVS
isto é,
desde a vazio até
de possuir ou não
como uma pequena
um
carga (indutância
projeto adequado, consegue-se garantir a comutação
desde a vazio a plena carga, sem necessidade de
Os conversores
faixa de carga são
serem consideradas, por suas excelentes
transformador de isolação, pois este pode ser considerado
No
nula.
em uma ampla
plena carga, independentemente de a estrutura ser isolada ou não,
de magnetização).
O
os conversores
um segundo
circuito auxiliar de comutação.
FB-ZVS-PWM,
apresentam
uma sobretensão
sobre os diodos de saída, pois suas comutações não são sob tensão nula. Isto se deve à presença
de elementos parasitas no secundário, quais sejam, a indutância de dispersão do transformador
e a capacitância
de junção dos diodos retificadores de saída. Este problema é discutido
[2,l9,21,100], e neste trabalho se adota
um
circuito
elevados níveis de tensão sobre os diodos de saída.
8.
ESTUDO CONIPARATIVO DOS CONVERSORES
O
RC
grampeador de tensão para
conversor 4 pode ser
uma
em
evitar
das alternativas
elevados níveis de tensão sobre os diodos de saída.
O
conversor 4 pode ser
uma
das alternativas
para este problema, pois pode se deslocar o capacitor ressonante para o secundário, eliminando-se
os circuitos grampeadores de tensão, já que as comutações dos diodos
retificadores de saida
ocorrerá quando a tensão co-senoidal do capacitor ressonante atinge zero volts. Este conversor
apresenta
uma
energia circulante praticamente independente da carga, fazendo
com que opere
desde a vazio a plena carga sem necessidade de circuitos auxiliares de comutação.
A
contudo apresenta elevadas perdas de condução, o que diminui sua eficiência, a
ponto de
sido, dentre as estruturas estudadas, a
Uma singularidade
de operar
tal
topologia,
ter
de menor eficiência e maior volume do tanque ressonante.
peculiar ao conversor 4, no universo deste estudo, consiste na possibilidade
como elevador de
quando
tensão,
menor que
(nm é
1,4.
i
Os conversores
4,
5 e 6 possuem
uma
característica de saída
dos parâmetros e compromissos de projeto adotados,
"fonte de corrente", apresentando
como
podem
tombante que, dependendo
ser vistos
com uma
saída do tipo
principal atributo a limitação natural da corrente de
curto-circuito.
Os conversores 4
um
e
5 são do
tipo série e
possuem o
filtro
de saída formado somente por
capacitor, sendo apropriados para aplicações de baixa corrente de saída
ou quando não há
exigências severas de ondulação ("ripple") de tensão de saida. Estas estruturas requerem pelo
menos um
CAC
para operar
conversor 4 apresentou
uma
com ampla
faixa de carga,
eficiência maior
que o
5,
sem perder
ZVS.
a comutação
O
mas um maior volume do tanque
ressonante.
Quanto ao volume dos elementos magnéticos do tanque ressonante e do
de comutação, os conversores
total
8.
1,
do tanque adicionada à dos
2e
3,
CACs
ESTUDO COMFARATIVO DOS CONVERSORES
apresentam
é da
uma grande
circuito auxiliar
diferença, pois a energia
ordem l,1mJ, em oposição a 7,8mJ do
4,
máxima
3,9mJ do
maior que o do conversor
3,5 e 2,5 vezes
8.3
-
3.
OUTRAS PROPOSTAS DE TOPOLOGIAS A TRÊS NÍVEIS
Uma
observação mais atenta, no que diz respeito às possibilidades de variações
topológicas e mantendo-se o braço três níveis, revela que todas as variantes possíveis para o
conversor
em ponte completa ("Full-Bridge"),
três níveis. Este
mantém, na maioria dos
a priori,
casos, os
também
são possíveis para os conversores
mesmos
princípios de funcionamento e
devendo apresentar performances bastante semelhantes. É possível,
características de saída,
portanto, estabelecer-se novas variantes de conversores ressonantes e não ressonantes, operando
com
freqüência de chaveamento fixas ou não, acima, abaixo ou na própria freqüência de
ressonância [80,84, 92,96,103,l04].
Destaca-se que
um
de estruturas a três níveis
se operar o conversor
A
dos objetivos do presente trabalho consiste na proposição e estudo
com comutação
com uma
sob zero de tensão e freqüência
utilização dos conceitos de dualidade
eletrônica de potência.
encontrados
Nas
em
Para tanto, deve-
freqüência de chaveamento maior que a de ressonância.
tem uma grande importância na concepção de
novas topologias de conversores estáticos [3l,61,97,98,99], sendo
campo da
fixa.
Os
uma poderosa
ferramenta no
princípios e conceitos básicos da dualidade
podem
ser
[93,94].
figuras 8.6 a 8.12 apresentam-se os circuitos duais dos conversores Três Níveis
anteriormente estudados.
corrente, tendo
como
A
invés de conversores
principal atributo que a
Três Níveis de tensão, eles passam a ser de
máxima
corrente através da chave é metade da
fonte de corrente de entrada [tensão‹-›serialização/corrente‹-›paralelismo].
s.
rzsruno
coMPARAr1vo nos coNvr‹:RsoREs
8,10
Cr'
Cr
A Dvl
D1
c
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L2
L1
P
D3
DP2
DR4
‹
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T1
›
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›
L2
L4
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U
0
Dual do conversor TL-ZVS-P WÍVI
A DR4
Dm?
L
T2
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L3
T3
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12
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La;
Lai
I
8.7Dual do
Fig.
DCE
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L4
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T4
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D3
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I
Fig. 8.6
D1
P
Dcl
conv.
TL-ZVS-PWMW
1
CAC
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L2
0
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DR4
oz-2
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LB
1-4
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Lai
DCE
0
Lai
Ca2
T1
I2
T4
La3
La4
| I
Fig. 8.8
Dual do conversor TL-ZVS-PWÀ/I
2
CACs
c/
D ual do conversor TL-ZVS-PPWVI c/
Fig 8.9
.
2
-4
CACs
Lr
Cr
0:1
Lv
›
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0
La
1.1
A Dri
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L2
L4
L3
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Ê
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T1
D1
oca
T2
T3
T4
“
0
Fig. 8.10
8.
ES TUDO
Dual do conversor TL-Z VS-P WM-
PR
COMPARATIVO DOS CONVERSORES
DP3
A
“°
¿ DR4
ore
¿
Uflë
4
L3
L4
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T1
I
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T3
La2
Lai
0
Ie
ET
I
Fig. 8.11
Dual do conversor TL-ZVS-PWM-
SR
c/ 1
CAC
8.11
D
Tí-§
S
1
Fig.
8.
12 Chave bidirecional de tensão
Inspirado nos inversores multiníveis
e unidirecional
com o ponto
Point-Clamped) [33,5l,52] é apresentado na Fig. 8.13
dois pontos da entrada c e
Este é
uma interessante
d passam
um
conversor
um número
maior de chaves,
Fig. 8.14.
S1.
Ca
E/ZÉCa
E/2
Ca
-°-'
E'/4
La2
(fvV'v\,.
-I
E/4
N
U! Lil
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Lai
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(Il UI
Ca
E/4
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Zšl
C1.
D2
C2
Àí
D3 C3
Ã*-Í
Fig. 8.13 Conversor
Dc3
L.r-
DC4
\._
O\O-
CB
Á:-”
Ut!
TL-ZVS-PWM com
ESTUDO COMPARATIVO DOS CONVERSORES
Klr
L
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os C5
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T4
C
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DCE
3
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D4
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DE C5
23*
D7 C7
S7
ázzz;
(Il 01
U1 C0
8.
Três Níveis, onde
a ser necessários para a equalização da tensão das chaves.
LO IT)
Ca
E/E
CC-CC
Neutral-
alternativa para serialização de chaves semicondutoras para as aplicações
T1
...
(NPC
neutro grampeado
de alta tensão de entrada. Pode-se estender este conceito para
conforme mostra a
de corrente
DP1
0 LL
C
zE2
-E/4
Í
Dr*4
b
Dr¬2
E3
_:/4
Í
DCS
vt
d»
DCE»
E4
`°`E/4
2 chaves em série por elemento
Si/T
T1-
TE
zçgm
_ sms/
_
}
DW;
Sr¬5+1?
_
I
:
5
__ 2 s
,.¬
_
)
cms
C|¬s+J.
E
5
D3›¬‹z.+1
_
Fig. 8.14 Generalização
I
1T
E
2% Dnts
ns representa o
sendo que
i
varia de
Dr¬4
I
E
*LcD't§)
4
Ecr¬t‹z.-›-1 3
T
4
_
_
-
[Em-täz,-1 >
C'¬'Í5
rf
TL-ZVS-PWM c/
T
ri,
2
chaves em série por elemento
semicondutoras pode ser dada por:
Ez = V,
e
número de chaves de cada elemento do conversor
1
n
b
C
Dccnt-5)
E
E
K = -2 ns
onde
4
ADee
Dr;
(
C 3r'|‹5+1DC_3_c›¬t‹z.-2)
4
Dcc n ts-2 )
do conversor
A tensão nas chaves
|.›¬
(Í
Di
I
:
E
M
-L C Sras
D3'¬'5
2
Stns ?
m
C2n~z.+1
I
I
D'-`-`-Cr¬'ts--1 )
4
/YVVX
A
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¬z.\._.¬\.
T
E|;í%c»-.tz-2)
_
5
E
_
DÊ
n
D2nS+1
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T4
T
DY'IS+1
Dans
E
.
_ S3 na
_
l-
I
SEr¬5+.1_T
T3
%z1
e E¡ a tensão de entrada,
a ns/2.
O número mínimo possível de chaves semicondutoras para compor um conversor CC-CC
TL-ZVS-PWM
é quatro, assim se
pode reduzir a tensão sobre as chaves somente por múltiplos
de dois. Conforme mostra a Fig.8.l4, o conversor Três Níveis
somente por quatro elementos Tl,T2,T3, e T4.
irão
compor
O número total
a estrutura é dado por:
nm = 4
8.
ESTUDO COMPARATIVO DOS CONVERSORES
.
ns
ZVS-PWM proposto
é
formada
nu de chaves semicondutoras que
8.4
-
CONCLUSÃO
Através do estudo comparativo entre os seis conversores Três Níveis discutidos nos
capítulos de 2 a 7, pode-se concluir que o conversor
TL-ZVS-PWM c/ CAC apresentou a melhor
performance, menor volume do tanque ressonante,
com reduzido número de componentes,
salienta-se dentre os diversos conversores discutidos,
industriais,
como
para os níveis de tensão (entrada/saída
a melhor opção as aplicações
600V/60V)
-
e
potência
(l500W)
especificados.
Destaca-se
de
um
quando
também a performance dos conversores
indutor filtro de saída,
podem
vir a ser
uma opção
se deseja característica de saída tensão/corrente,
bateria, solda elétrica, aplicações
série ressonante,
que sem a presença
bastante atrativa. Principalmente,
como nos
casos de carregadores de
que exigem paralelismo de conversores, aplicações com
alta
tensão de saída e baixa corrente, qual não impõe restrições à ondulação ("ripple") de saída.
Já o conversor paralelo ressonante pode ser indicado para baixas potências e altas
freqüências (2500KHz), pois todos os semicondutores da estrutura
maioria dos principais elementos parasitas do circuito
s.
Esruno coMi>ARATivo Dos coNvERsoREs
tomam
comutam suavemente
e a
parte do processo.
8.14
CONCLUSÃO GERAL
Novos caminhos para
desempenho, destinados a fontes chaveadas com
altas freqüências
processando
CC-CC
se obter conversores
alta tensão
~
Três Níveis
CC-CC TL-ZVS-PWM
ponto de vista das comutações,
semicondutoras no conversor
passo que no conversor
bem como
de carga limitadas.
CC-CC Três Níveis
(TL-ZVS-PWM).
Foi
como o FB-ZVS-PWM, do
das características de saída. Entretanto, as chaves
FB-ZVS-PWM devem
TL-ZVS-PWM
comporta-se
suportar o valor da tensão de entrada,
os interruptores ficam submetidos no
daquela tensão. Observou-se que estes conversores, para operarem
ter suas faixas
em
altas potências, são introduzidos neste trabalho.
sob zero de tensão e modulado por largura de pulso
demonstrado que o conversor
de alto
de entrada, que possam operar
Inicialmente, no capítulo 2, foi apresentado e analisado o conversor
com comutação
ZVS-PWM
máximo
ao
à metade
com comutação suave, devem
Uma alternativa para aumentar as faixas de carga é
aumentar
a indutância ressonante, solução esta que, no entanto, prejudica a eficiência do conversor.
Introduzindo
um
circuito auxiliar de
comutação no conversor
primeiramente auxiliando somente as duas chaves semicondutoras
consegue-se estender a faixa de operação de carga.
caracteristicas de saída
estrutura,
aumentando
A
CC-CC TL-ZVS-PWM,
com comutação mais
introdução do
CAC
não
do conversor, mas aumenta a energia reativa circulante no
as perdas de
condução
e,
crítica,
altera as
interior
da
por conseguinte, reduzindo a eficiência. Quando
o conversor opera a vazio, as chaves semicondutoras que não possuem circuito auxiliar de
comutação comutam com a energia armazenada no indutor de ressonância e no transformador.
Deve-se
ressaltar
que a corrente de magnetização é diretamente proporcional à razão
No capítulo
CONCLUSÃO GERAL
4 foi proposta
cíclica.
uma variação do conversor CC-CC TL-ZVS-PWM que possui
C1
características semelhantes àquelas dos conversores discutidos
nos capítulos 2 e
3.
Destaca-se,
porém, duas importantes diferenças: a primeira é a presença de dois circuitos auxiliares de
comutação, permitindo comutação suave a todas as chaves semicondutoras; a segunda reside no
comando, do
tipo
modulação por deslocamento de fase ("Phase-Shift-PWM"). Observou-se
novamente uma redução da
eficiência,
devida à energia reativa circulante no
CAC.
O conversor CC-CC TL-ZVS-PWM Paralelo Ressonante PR proposto e analisado opera
com freqüência fixa acima da ressonância, com larga faixa de carga, sem
auxiliares de comutação, devido à energia envolvida
praticamente independente da carga, o que acarreta
necessidade de circuitos
no tanque ressonante. Esta energia
uma
é
baixa eficiência para cargas leves.
Deslocando-se o capacitor ressonante para o secundário, suprimem-se os circuitos grampeadores
.de
de tensão dos diodos retificadores de saída, cuja comutação passa a ser realizada sob zero
tensão.
Os conversores CC-CC TL-ZVS-PWM
Série Ressonante
SR
e Série
Não Ressonante
SNR foram propostos e estudados nos capítulos 6 e 7, respetivamente. Também estes conversores
operam com freqüência fixa acima da freqüência de ressonância, necessitando
um circuito auxiliar
de comutação. Foi verificado e demonstrado que o conversor Série Não Ressonante é
particular
um
caso
do Série Ressonante. Pode-se afirmar que, para freqüências de chaveamento maiores
que oito vezes a de ressonância, a energia envolvida no capacitor ressonante é muito pequena
e,
praticamente, todas as etapas evoluem de maneira linear.
Foi realizado
um
estudo comparativo entre os conversores
CC-CC
Três Níveis
ZVS-
PWM propostos, no intuito de discutir as características e resultados obtidos das análises e dos
experimentos práticos. Destaca-se
com um CAC,
como o conversor de melhor performance o TL-ZVS-PWM
pois apresenta alta eficiência, ressonância somente no processo de comutação das
chaves semicondutoras e operação
em uma larga faixa de
carga.
Em aplicações de alta tensão de
saida e baixa corrente, onde não se requeiram grandes compromissos
‹:oNcLUsÃo GERAL
com a ondulação
("ripple")
C2
de saída, mas sim,
com
a robustez (proteção natural de corrente), o conversor
CC-CC TL-ZVS-
PWM Série-Ressonante pode ser uma boa opção.
Utilizando-se o conceito de dualidade de circuitos, foram concebidos conversores TL-
ZCS-PWM,
tendo
como maior
atributo a limitação
da máxima corrente através das chaves
semicondutoras à metade da corrente da fonte de entrada.
A princípio,
várias tecnologias de semicondutores
de controle do fluxo de potência nos conversores
são:
MOSFET,
BJT,
IGBT
e
podem
TL-ZVS-PWM.
ser utilizados
Dentre
elas, as
como elemento
mais utilizadas
GTO.
Finalmente, sugere-se
como seqüência do
estudo apresentado, merecendo investigações
futuras, os seguintes aspectos:
-
Estudo da generalização dos conversores multiníveis de tensão e multiníveis de corrente.
-
Estudo das principais características das variantes topológicas dos conversores
(duais do
-
TL-ZCS-PWM
TL-ZVS-PWM).
Utilização de outras chaves semicondutoras que suportem tensões mais elevadas (por exemplo,
IGBT e GTO),
lançando
mão do
conversor
TL-ZVS-PWM como um método
de serialização dos
dispositivos.
CONCLUSÃO GERAL
C3
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Ref_1z
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CIRCUITO DE
Os conversores propostos
t
COMANDO
MOSFETS como
utilizam
chaves semicondutoras principais,
operando com freqüência constante de 100 kHz. Pelo fato de as comutações serem
tensão
ZVS,
zero de
torna~se apropriado acionar as chaves fazendo-se uso do princípio do tiristor-dual,
o qual evita que as chaves entrem
em condução
antes que a tensão se reduza a
de zero Volt. Portanto, este método "protege" contra curto-circuitos
e,
um nível próximo
ao utilizar-se
MOSFETS,
contra sobrecorrentes, aumentando a confiabilidade e a robustez da estrutura.
também
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1-1-14
acionamento ("drive") dos
Fig. A.l está representado o circuito de
35
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Fig. A.I Circuito de acionamento dos
APÊNDICE
em
MOSFETs
A_ 1
O circuito de geração dos pulsos de comando, conforme ilustra a Fig. A.2, é baseado no
modulador por largura de pulsos
circuito integrado
flops" são utilizados para compor os
figura, existem
do tipo
PWM;
PWM". Na
PWM "LM3524”. As portas "NOR" e os "flip-
duas opções: a primeira, ligando-se ”a"
a segunda, ligando-se "b"
Como pode
ser
observado na
produz na saída
um comando
de comando desejados.
sinais
com
com
um comando
produz
"c",
"‹:",
do tipo "Phase-Shift-
A.3 ilustram-se os sinais de saída dos dois comando possíveis.
Fig.
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Circuilu de Frniecau de Subrecurrente
Fig.
APÊNDICE
A.2 Circuito de comando "PI/Wll"
e "Phase-Shift-PWY\/I"
A_2-
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b)
Fig. A.3 Sinais de
APÊNDICE
Comando:
a) "PWJ\×I" e b) "Phase-Shift-PWIVI